第４５卷第１期 ２０１７年１月 同济大学学报（自然科学版） ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＦ ＴＯＮＧＪＩ ＵＮＩＶＥＲＳＩＴＹ（ＮＡＴＵＲＡＬ ＳＣＩＥＮＣＥ） Ｖｏ１．４５ Ｎｏ．１ Ｊａｎ．２０１７ 文章编号：０２５３．３７４Ｘ（２０１７）０１．００９２．０６ 电动汽车驱动电机控制的脉冲宽度调制算法 陈贤章 ，余卓平 （１．同济大学汽车学院，上海２０１８０４；２．上汽大众汽车有限公司，上海２０１８０４） 摘要：续航里程是电动汽车应用的主要瓶颈，提高电机驱动 系统的效率是突破该瓶颈的关键技术．逆变器损耗大、效率 低不仅会影响电动汽车的续航里程，还会造成电动汽车冷却 Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ；ｍｏｔｏｒ ｄｒｉｖｅ；ｓｅｖｅｎ—ｓｅｇｍｅｎｔ ＳＶＰＷＭ；ｆｌａｔ－ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ；ｈａｌｆ—ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＳＶＰＷＭ；ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｌＯＳＳ；ｔｏｒｑｕｅ ａｃｃｕｒａｃｙ 系统的散热负荷过大，逆变器的电流输出能力．为此通 过对七段式ＳＶＰＷＭ（空间矢量脉冲宽度调制）、Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ（平 顶）Ｓ、 ，Ｉ和半频式ＳＶＰｗＭ进行比较研究，提出了一种 目前，续航里程是电动汽车应用的主要瓶颈，提 组合式ＳＶＰｗＭ方法，即在电动汽车的不同工况下使用不同 高电机驱动系统的效率是突破该瓶颈的关键技术问 的调制算法．经一辆电动汽车样车验证，所提方法可以使系 题．在电动／混合动力汽车上，高压电池的能量是通 统在减小逆变器开关器件损耗的同时，仍能具有相对较高的 扭矩控制精度，从而提高其市场竞争力． 过逆变器传递给电机的，其中必然会有一部分能量 消耗在逆变器上．显然，逆变器损耗大、效率低下会 关键词：电动汽车；电机驱动；七段式ＳＶＰＷＭ；Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ 影响电动汽车的续航里程．在其他条件，如电机负载 ＳＶＰＷＭ；半频式ＳＶＰＷＭ；逆变器损耗；扭矩控制精度 等一样的情况下，较高的损耗会对逆变器散热提出 中图分类号：ＴＭ３４１；Ｕ４６９．７２ 文献标志码：Ａ 很高的要求，造成电动汽车冷却系统的散热负荷过 大；而且如果逆变器上的热量过大，不能及时散出， 那么流经逆变器的电流就不能很大，因此高损耗还 了逆变器的电流输出能力．另外，对于一个极具 ＳＶＰＷＭ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ｉｎ Ｍｏｔｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ ｏｆ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｖｅｈｉｃｌｅｓ Ｘｉａｎｚｈａｎｇ ．ＹＵＺｈｕｏｐｉｎｇ （１．Ｓｃｈｏｏｌ ｏｆ Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ｓｔｕｄｉｅｓ，Ｔｏｎｇｊｉ Ｕｎｉｖｅｒｓｉｔｙ，Ｓｈａｎｇｈａｉ ２０１８０４，Ｃｈｉｎａ；２．ＳＭＣ Ｖｏｌｋｓｗａｇｅｎ Ａｕｔｏｍｏｔｉｖｅ Ｃｏｍｐａｎｙ，Ｓｈａｎｇｈａｉ ２０１８０４，Ｃｈｉｎａ） 竞争力的车用电机控制器来说，除了应该具有较低 的系统功率损耗外，还应同时具有较高的扭矩控制 精度． ＳＶＰＷＭ（ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｎｏｄｕｌａｔｉｏｎ， 空间矢量脉冲宽度调制）是交流电机中广泛采用的 Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｍｉｌｅａｇｅ ｉｓ ａ ｍａｊｏｒ ｔｅｃｈｎｉｃａｌ ｂｏｔｔｌｅｎｅｃｋ ｉｎ ｔｈｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅｓ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ｉｍｐｒｏｖｅｍｅｎｔ ｏｆ ｔｈｅ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ｔｈｅ ｍｏｔｏｒ ｄｒｉｖｅ ｓｙｓｔｅｍ ｉｓ ａ ｋｅｙ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｔｏ ｂｒｅａｋｉｎｇ ｔｈｒｏｕｇｈ ｔｈｅ ｂｏｔｔｌｅｎｅｃｋ．Ｈｉｇｈ ｐｏｗｅｒ ｌｏｓｓｅｓ ａｎｄ ｌｏｗ 一种调制方法，它将逆变器和电机作为一个整体来 考虑，着眼于使电机的磁链矢量轨迹逼近圆形，以减 少转矩脉动、改善电机运行性能为控制目标，具有线 性调制范围宽、直流电压利用率高、电压谐波小、便 于数字化实现的优点＿１］．现有技术大多在电机运行 的所有工况下，采用单一类型的ＳＶＰＷＭ调制方 法，比如最常见的是只采用七段式ＳＶＰｗＭ．这种调 ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｉｅｓ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｃａｎ ｎｏｔ ｏｎｌｙ ａｆｆｅｃｔ ｔｈｅ ｍｉｌｅａｇｅ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｃａｒｓ，ｂｕｔ ａｌｓｏ ｃａｕｓｅ ｈｉｇｈ ｃｏｏｌｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ ｌｏａｄ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅｓ ａｎｄ ｌｉｍｉｔ ｔｈｅ ｃｕｒｒｅｎｔ ｏｕｔｐｕｔ ｃａｐａｃｉｔｙ ｏｆ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ．Ｉｎ ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ，ｔｈｅ ｓｅｖｅｎ—ｓｅｇｍｅｎｔ ＳＶＰＷＭ，ｆｌａｔ—ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ。ａｎｄ ｈａｌｆ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ＳＶＰＷＭ ａｒｅ ｃｏｍｐａｒｅｄ ａｎｄ ｕｓｅｄ ｉｎ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ．Ｔｈａｔ ｉＳ，ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ ａｒｅ ｕｓｅｄ ｕｎｄｅｒ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ＷＯｒｋｉｎｇ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ ｏｆ ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｖｅｈｉｃｌｅ， ｗｈｉｃｈ ｍａｋｅｓ ｔｈｅ ｓｙｓｔｅｍ ｈａｖｅ ａ ｌｏｗ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｌｏｓｓ ａｎｄ ｈｉｇｈ ｔｏｒｑｕｅ ａｃｃｕｒａｃｙ， ＳＯ ａｓ ｔｏ ｉｍｐｒｏｖｅ ｔｈｅｉｒ ｍａｒｋｅｔ ｃｏｍｐｅｔｉｔｉｖｅｎｅｓｓ． 制方法具有较高的扭矩控制精度，但逆变器上开关 器件的功率损耗却很大＿２］．为了降低器件的功率损 耗，五段式ＳＶＰＷＭ、Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ（平顶）ＳＶＰＷＭ和半 频式ＳＶＰＷＭ等方法也被较多采用，但它们在降低 器件的功率损耗的同时，也会引入较多的谐波含量， 收稿日期：２０１５—１２—２８ 基金项目：国家自然科学基金（Ｕ１５６４２０７）；“十二五”国家科技支撑计划（２Ｏ１５ＢＡＧ１７Ｂｏ１） 第一作者：陈贤章（１９６４一），男，高级工程师，博士生，主要研究方向为汽车系统动力学与控制．Ｅ－ｍａｉｌ：Ｊｉａｎｇｈｏｎｇ．ｃｈｅｎ＠ Ｌｌａｅｓ．ｃｏｍ 通讯作者：余卓平（１９６０一），男，教授，博士生导师，工学博士，主要研究方向为汽车系统动力学与控制．Ｅ－ｍａｉｌ：ｙｕｚｈｕｏｐｉｎｇ＠ｔｏｎｇｊｉ．ｅｄｕ．ｃｎ 第１期 陈贤章，等：电动汽车驱动电机控制的脉冲宽度调制算法 从而降低了扭矩的控制精度．如五段式ＳＶＰＷＭ能 个基本电压矢量及其合成的电压矢量；ｔ ，ｔ２，ＴＰｗＭ是 够减小开关损耗１／３ｃ ，但输出电压的谐波含量较 它们各自的作用时间，ｔ。一 ｗＭ—ｔ 一ｔ。为零矢量的 大，还会引起逆变器三相输出的死区不平衡［４ ；半频 作用时间．在每个丁ＰＷＭ期间，都改变相邻基本矢量 式ＳＶＰＷＭ能够减小开关损耗１／２，但频率的降低 作用的时间，并保证所合成的电压空间矢量的幅值 却增加了谐波电流，增大了高频电磁噪声＿５ ；Ｆｌａｔ— 都相等，则当ＴＰｗＭ取足够小时，电压空间矢量的轨 Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ能够减小开关损耗１／３，但其集中添 迹就是一个近似圆形的正多边形． 加零矢量的方式会引入较大的电流谐波分量和扭矩 波动量Ｄ－ｒ］．可见，在电机的所有工况下，采用单一类 型的ＳＶＰＷＭ调制方法很难达到既具有较低的逆 变器功率损耗，又具有较高的扭矩控制精度．因此， 本文将对七段式ＳＶＰＷＭ、Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ、半频 式ＳＶＰＷＭ进行比较研究，通过组合使用使它们能 够在电动汽车电机控制器的应用中各自发挥所长． １ ＳＶＰＷＭ调制算法分析 １．１ ＳＶＰＷＭ技术原理 图２电压空间矢量的线性组合 Ｆｉｇ．２ Ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ ｏｆ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ １．２七段式ＳＶＰＷＭ分析 ＳＶＰＷＭ着眼于使交流电机形成圆形的磁链运 根据ＳＶＰＷＭ的基本原理，只要保证相邻２个 ，ｔ。不变，就可以保证合 动轨迹，并以此为目标来控制逆变器的开关状态形 非零电压矢量的作用时间ｔ 成ＰＷＭ（ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）波形．由于交流电 成的空间电压矢量不变．而对于零矢量０００和１１１， ｗＭ一 ～￡。）不变，它们 机的定子电压矢量的方向与定子磁链矢量的方向成 只能约束其作用的总时间（切线关系，因此可以通过控制电压矢量的运动轨迹 各自的作用时间并没有约束．这就涉及到了零矢量 控制磁链的运动轨迹＿８］． 的基本电压矢量分布图．图中，Ｕｄ为电池电压；以Ａ 优化分配的问题．为了精确求出每个零矢量的作用 ９ 图１是一个三相电压型ＰＷＭ逆变器及其输出 时间，在此定义一个零矢量分配因子＿Ｐ一相为例，定义桥臂开关函数，１和０分别表示桥臂上 开关管为开通状态和下开关管为开通状态，这样三 相逆变器就有８种状态模式，对应形成６个非零基 本电压矢量Ｕｏ（１００），Ｕ６０（１１０），Ｕｌ２。（０１０），Ｕ１８０ （０１１），Ｕ２４ｏ（００１），Ｕ３ｏ。（１０１），以及２个零矢量０００ 和１１１． Ｕ１２０（０１ ｕＪ Ｕｓｏ（儿ＵＪ 采７一 ㈩ 式中：丁。为零矢量０００的作用时间；７＂７为零矢量 ＩＩＩ的作用时间． 本文所研究的七段式ＳＶＰＷＭ和Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ的根本区别在于零矢量０００和１１１的分配 时间不同．七段式ＳＶＰｗＭ将０００和１１１的作用时 间平均分配，根据式（１），此时．Ｄ—Ｏ．５，并且为了使磁 、第二 链的运动速度平滑，零矢量不是集中地加入，而是将 零矢量平均分成几份，多点地插入到磁链轨迹中，这 样可以减少电动机输出电流谐波的分量和扭矩的脉 动．以电压矢量位于第一扇区为例，在一个ＰＷＭ周 期ｔ 内，２个有效的非零矢量（１００，１１０）和２个零矢 量（０００，１１１）的分布如图３所示，可见一个ＰＷＭ周 期被分为７段，这就是将这种ＳＶＰＷＭ称为七段式 ＳＶＰＷＭ的原因． 蓄 扇区＼／厨区 ¨ 蓄罂 蓍奁 ｏ扇区／第 区 ｏ Ｕ２４０（００１） ａ逆变电路 ｏｏ（１０１） ｂ基本电压矢量 图１ 三相电压型逆变电路及其输出的基本电压矢量分布图 Ｆｉｇ．１ Ｔｈｒｅｅ－－ｐｈａｓｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ａｎｄ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｏｆ ｂａｓｉｃ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ 七段式ＳＶＰＷＭ的调制波为马鞍形，其与三角 载波相比较得到功率器件的开关信号，如图４所示． 为得到圆形的旋转磁场，需要利用６个非零的 可见，在一个３６０。电周期内，七段式ＳＶＰＷＭ的功 基本电压矢量的线性组合来得到更多的开关状态， 率器件一直在开关，因此其开关损耗比较大． 如图２所示．图中， ， 士。。， 分别表示相邻的两 同济大学学报（自然科学版） 第４５卷 ０００ ０００ １Ｏ０ １ｌ０ １ｌ１ ｌｌ０ １Ｏ０ ］—厂 广—■—１—］ ｉ 桥臂Ｂ卜Ｈ ； 桥臂ｃ ÷； －＿— 广１ ｝－＿—— ｔ ２ ｔ ２ ｔ，｛２ ｔ ２ ｔ ２ — ——————、，．——————二—一／ ．．图３七段式ＳＶＰ删在一个ＰＷＭ周期内的 三相桥臂状态图 Ｆｉｇ．３ Ｓｔａｔｅ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｂｒｉｄｇｅ ｉｎ ｏｎｅ ＰＷＭ ｐｅｒｉｏｄ ｆｏｒ ｓｅｖｅｎ－ｓｅｇｍｅｎｔ ＳＶＰＷＭ ａ三角波 ｂ方渡 图４七段式ＳＶＰＷＭ的调制原理图 Ｆｉｇ．４ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｓｅｖｅｎ－ｓｅｇｍｅｎｔ ＳＶＰＷＭ １．３ Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ分析 与七段式ＳＶＰＷＭ多点分散添加零矢量的方 式不同，Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ采用集中添加零矢量的 方式：在一个３６０。电周期内交替使用零矢量０００和 １１１，即在一个扇区的所有ＰＷＭ周期内，只使用零 矢量０００，根据式（１），此时ｐ一０；在与之相邻的另一 个扇区的所有ＰＷＭ周期内，只使用零矢量１１１，根 据式（１），此时ｐ一１，如此交替进行，如图５所示．与 七段式相比，这种集中添加零矢量的方式必然导致 较大的电流谐波分量和扭矩波动． Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ方法的调制波与三角波比较 得到控制方波的示意图如图６所示．可见，Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ方法在调制波的一个３６０。周期内仅有２／３ 的时间不停地开关逆变器中的功率开关器件，另外 １／３的时间不进行开关，因此其开关损耗能减少１／ ３． １．４半频式ＳＶＰＷＭ分析 如果将七段式ＳＶＰＷＭ方法中的三角波周期 改为原来的两倍，则ＰＷＭ周期也变为原来的两倍， 功率开关器件的开关频率将降为原来的１／２，这就是 半频式ＳＶＰＷＭ方法．显然，半频式ＳＶＰＷＭ方法 １００ ｌ０Ｏ ０００ ０００ １Ｏ０ １１０ ｌＯ０ 桥臂Ａ 桥臂 田 广＿］ 桥臂Ｃ ｑ１２ｔ２／２厂］ “ １ ２ 、 。：丝：一 ，Ｚ ａ一个扇区 ｂ相邻的另一个扇区 图５ Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ Ｓ Ｐ删方法在一个ＰＷＭ周期内的 三相桥臂状态示意图 Ｆｉｇ．５ Ｓｔａｔｅ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｂｒｉｄｇｅ ｉｎ ｏｎｅ ＰｗＭ ｅｐｒｉｏｄ ｆｏｒ ｆｉａｔ－ｔｏｐ ＳＶＰＷ ａ调制波 ９０。 １８０。 ２７０ ３６０ ｂ三角波 硼 ０ ０ ９０ １８０ ２７０ ３６０ Ｃ方波 图６ Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ的调制原理图 Ｆｉｇ．６ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｉｆａｔ－ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ 与七段式ＳＶＰＷＭ方法相比可减少１／２的开关损 耗．根据脉冲宽度调制原理，半频式ＳＶＰＷＭ的调 制次数减半，这无疑会增加输出电流的谐波分量． ２组合式ＳＶＰＷＭ调制算法设计 ２．１ 不同ＳＶＰＷＭ调制算法的性能对比 基于３种ＳＶＰＷＭ调制算法的原理分析，下面 从功率开关器件的损耗和电机转矩脉动这两个方面 对这３种算法进行比较，从而给出它们在电动汽车 电机控制器中的应用条件． 在功率开关器件的损耗方面：与七段式 ＳＶＰＷＭ相比，Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ能将功率开关器 １ １ １∞ 第ｌ期 陈贤章，等：电动汽车驱动电机控制的脉冲宽度调制算法 ∞∞ ∞如∞件的开关损耗减小１／３，半频式ＳＶＰＷＭ能将功率 式ＳＶＰＷＭ具有最小的功率器件损耗，因此适用于 开关器件的开关损耗减小１／２，因此这３种调制算法 电动汽车电机控制器对扭矩控制精度没有较高要 的功率开关器件损耗从大到小依次为：七段式 求，但对逆变器效率有较高要求的应用场合． ＳＶＰＷＭ，Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ，半频式ＳＶＰＷＭ． 下面从试验的角度对３种ＳＶＰｗＭ调制算法进 在电机转矩脉动方面：①七段式ＳＶＰＷＭ在每 行对比研究．将它们分别应用在一辆电动汽车样车 个ＰＷＭ周期内将零矢量０００和１１１的作用时间平 上，该样车搭载一台最大扭矩３００ Ｎ・ｍ、最大转速 均分配、多点分散插人，从而在调制波的一个３６０。周 ８ ０００ ｒ・ｒａｉｎ 的永磁同步电机．试验选择各 期内不停地开关逆变器中的功率开关器件，因此在３ ＳＶＰＷＭ模式在不同工况点下的电流谐波含量和逆 种调制方法中，七段式ＳＶＰＷＭ的电机输出电流谐 变器效率为评判标准进行对比．试验条件如下：① 波分量最小，扭矩波动量最小；②Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ 冷却系统，冷却水流量为８ Ｌ・ｍｉｎ＿。；电机和逆变器 采用集中添加零矢量的方式，在１／３调制波周期内 的冷却水温度均为２０ ｏＣ；②示波器ＤＬ７５０一台；③ 不开关功率器件，因此它的扭矩波动量大于七段式 功率分析仪ＷＴ３０００一台． 的；③半频式ＳＶＰＷＭ在电机低速时仍可以在一个 将永磁同步电机加载相同的扭矩，并拖动到不 调制波周期内进行多次功率器件的开关动作，因此 同的转速下运行，用示波器记录各个工况点下的电 其在电机的低速段扭矩波动量与七段式ＳＶＰＷＭ 机电流供后续进行谐波分析，用功率分析仪记录逆 相差不大，但当电机转速逐渐升高时，半频式 变器效率． ＳＶＰＷＭ的扭矩波动量会越来越大． ２００ Ｎ・ＩＴＩ各个频率点下的逆变器效率和电流 可见，在３种调制算法中，七段式ＳＶＰＷＭ具有 谐波总量的数据，见表１，分别绘制成相应的两组曲 最小的转矩脉动和最大的功率器件损耗，因此适用 线，如图７和图８所示．电机转速 与频率厂的对应 于电动汽车电机控制器对逆变器效率没有较高要 关系为７＂１—１０ 求，但对扭矩控制精度有较高要求的应用场合；半频 表ｌ各工况下３种ＳＶＰＷＭ模式的电流谐波总量和电机控制器效率对比表 Ｔａｂ．１ Ｔｏｔａｌ ｃｕｒｒｅｎｔ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ ａｎｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ｔｈｒｅｅ ＳＶＰＷＭ ｍｏｄｅｓ ｕｎｄｅｒ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｗｏｒｋｉｎｇ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ ｆ｝Ｈｚ ３．３９ 谐波总量／％ 半频式ＳＶＰＷＭ Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ 七段式ＳＶＰＷＭ ５．９５ ４．１１ ４．３９ ２．３３ ２．５Ｏ Ｚ．５６ １．９９ ２．７９ ２．３９ ６．５８ ３．４７ 效率／ 半频式ＳＶＰＷＭ Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ ７８．３Ｏ ８３．２０ ８６．４０ ９０．００ ７７．７０ 七段式ＳＶＰＷＭ ７３．５Ｏ ７９．２Ｏ ８３．１Ｏ ８７．６０ ９Ｏ．１０ ９２．４Ｏ ９３．８Ｏ ９４．５０ ９５．２Ｏ ９５．６０ ９６．１Ｏ ９６．３０ ９６．５Ｏ ９６．８Ｏ ９７．１Ｏ ９７．１０ ９７．１０ ３．７６ ８３．２Ｏ ８６．３Ｏ ８９．８Ｏ ９１．８０ ９３．８Ｏ ９４．９Ｏ ９５．４０ １．６Ｏ １．４３ １．４４ ２．９Ｏ １．３８ １．２１ １．４１ ９２．１Ｏ ９３．９０ ２．４７ １．９５ ２．９４ ２．６ｌ ３．２２ ３．２３ １．３９ １．５３ １．４０ ９５．００ ９５．５Ｏ ９６．１Ｏ ９６．４０ ９６．８Ｏ ９７．００ ９７．２０ ９７．４０ ９７．５Ｏ ９７．６０ ９７．６０ ９７．４０ ９６．Ｏ０ ９６．３Ｏ ９６．７０ ９６．９Ｏ ２．８８ ２．８１ １．６７ １．６１ １．６９ １．５２ ２．００ １．８３ ３．２７ ２．８Ｏ ３。８Ｏ ３．９５ ３．２０ ３．４６ ２．７３ ２．５９ ９７．１０ ９７．３０ ９７．５０ ９７．６０ ２．２１ ２．２３ ２．２７ ２．１６ ２．５７ １．３３ １．７８ ９７．６０ ９７．４０ ３．４４ ２．０４ ９７．００ 由图７可知，在整个频率段，半频式ＳＶＰＷＭ效 电机的定子频率大小．当厂＜５０ Ｈｚ时，谐波含量从 率最高，Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ效率比半频式ＳＶＰＷＭ 小到大依次为半频ＳＶＰｗＭ，七段式ＳＶＰＷＭ，Ｆｌａｔ－ 略低，七段式ＳＶＰＷＭ效率最低，其中半频式 Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ；当５０ Ｈｚ≤ｆ％１５０ Ｈｚ时，谐波含量 ＳＶＰＷＭ比Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ最大能提升效率约 从４，Ｎ大依次为七段式ＳＶＰＷＭ，半频式ＳＶＰＷＭ， ０．６ ，比七段式ＳＶＰＷＭ最大能提升效率约 Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ；当ｆ￣１５０ Ｈｚ时，谐波含量从小 ４．８ ．由图８可知，３种调制算法的谐波含量取决于 到大依次为七段式ＳＶＰＷＭ，Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ，半 同济大学学报（自然科学版） 第４５卷 频式ＳＶＰＷＭ．这里特别说明，在低频段，半频式 考虑，只需选择半频式ＳＶＰＷＭ和七段式 ＳＶＰＷＭ的谐波含量小于七段式ＳＶＰＷＭ的原因 ＳＶＰＷＭ，即５Ｏ Ｈｚ以下使用半频式ＳＶＰＷＭ，５０ Ｈｚ 在于低频段下死区带来的谐波影响会减小． 以上使用七段式ＳＶＰＷＭ，因此还需要综合考虑开 关器件的温升和逆变器效率对系统的影响．根据图 ７，在５Ｏ Ｈｚ＜ｆ＜３００ Ｈｚ频段，Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ 比七段式ＳＶＰＷＭ效率高，两者差异明显，最大约 １．７ ；在厂＞３００ Ｈｚ频段，Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ比七段式 ＳＶＰＷＭ效率高，但两者差异变小，此时Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ 在效率方面的收益较小，在电流谐波方面的危害较 大，因此可以选择３００ Ｈｚ作为Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ 和七段式ＳＶＰＷＭ的切换点．最终确定５０ Ｈｚ为半 ｆ／Ｈｚ 频式ＳＶＰＷＭ和Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ的切换点，３００ Ｈｚ为Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ和七段式ＳＶＰＷＭ的切换 点． 图７各工况点下３种ＳＶＰＷＭ模式的逆变器效率对比图 Ｆｉｇ．７ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｅｆｎｃｉｅｎｃｙ ｏｆ ｔｈｒｅｅ ＳＶＰ、ＶＭ ｍｏｄｅｓ ｕｎｄｅｒ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｗｏｒｋｉｎｇ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ ３基于组合式ＳＶＰＷＭ调制算法的电 机控制试验 将组合式ＳＶＰＷＭ调制算法应用到本文试验 所使用的电动汽车样车上，即在电机定子频率５０ Ｈｚ 以下使用半频式ＳＶＰＷＭ，在电机定子频率５０￣３００ Ｈｚ使用Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ，在电机定子频率３００ Ｈｚ以上使用七段式ＳＶＰＷＭ．基于表ｌ，可得到组合 式ＳＶＰＷＭ与其他３种ＳＶＰＷＭ的性能对比，如表 ／Ｈｚ ２所示． 图８各工况点下３种ＳＶＰＷＭ模式的电流谐波总量对比图 Ｆｉｇ．８ Ｔｏｔａｌ ｃｕｒｒｅｎｔ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ ｏｆ ｔｈｒｅｅ ＳＶＰＷＭ ｍｏｄｅｓ 根据表２，与单独使用３种ＳＶＰＷＭ调制算法 （七段式的扭矩控制精度最高，半频式的逆变器效率 最高）相比，使用组合式ＳＶＰＷＭ调制算法后，在低 频段，其扭矩控制精度较高，与七段式ＳＶＰｗＭ接 ｕｎｄｅｒ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｗｏｒｋｉｎｇ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｓ ２．２组合式ＳＶＰＷＭ调制算法的设计方法 根据图７、图８分析，３种调制算法在逆变器的 近，逆变器效率显著提高，最大可提升４．８ ；在中频 组合式ＳＶＰＷＭ的扭矩控制精度居中，逆变器 功率损耗上，大小关系固定；在扭矩控制精度上，则 段， ～ 在不同的频率范围各有最优．因此，综合考虑３种 效率仍提升较大，只比半频式ＳＶＰＷＭ低０．１ＳＶＰＷＭ调制算法在逆变器效率和电机扭矩控制精 ０．３ ；在高频段，组合式ＳＶＰＷＭ的扭矩控制精度 度方面的不同效果，本文采用分频率段的组合式 最高，逆变器效率虽最低，但只比半频式ＳＶＰＷＭ ＳＶＰＷＭ方法，即在电动汽车的低速段使用半频式 低０．４ ｔ０．５ ，远远小于其在低中频率段能提升 ＳＶＰＷＭ，中速段使用Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ，高速段使 的逆变器效率值．可见，组合式ＳＶＰＷＭ调制算法 起到了兼顾逆变器效率和扭矩控制精度的作用． 用七段式ＳＶＰＷＭ． 组合式ＳＶＰｗＭ算法的关键在于确定３种 ＳＶＰＷＭ算法使用时的频率切换点．理论上可以将 ４ 结论 ３种调制方法在不同频率下的电流谐波总量和逆变 器效率用公式表示，再求出其频率切换点，但实际上 本文分析了七段式ＳＶＰＷＭ、Ｆｌａｔ—Ｔｏｐ 电流谐波总量计算复杂，频率切换点很难用解析式 ＳＶＰＷＭ和半频式ＳＶＰＷＭ的基本原理，通过比较 表示，因此本文主要采用电机控制试验的方法来确 它们在逆变器效率方面和电机扭矩控制精度方面的 定两个频率切换点．以本文试验所使用的电动汽车 不同效果，提出了一种分频率段的组合式ＳＶＰＷＭ 样车为例，根据图８，如果单从电流谐波含量的角度 调制算法，最后应用在一辆电动汽车样车上，根据试 第１期 陈贤章，等：电动汽车驱动电机控制的脉冲宽度调制算法 验结果可以得出以下结论： ＰＷＭ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ｗｉｔｌ１ ｍｉｎｉｍｕｍ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｌｏｓｓｅｓ ａｎｄ ｖａｒｉａｂｌｅ （１）当电动汽车电机控制器对逆变器效率没有 较高要求，但对扭矩控制精度有较高要求时，可在整 个速度范围内使用七段式ＳＶＰＷＭ． （２）当电动汽车电机控制器对扭矩控制精度没 有较高要求，但对逆变器效率有较高要求时，可在整 个速度范围内使用半频式ＳＶＰＷＭ． （３）当电动汽车电机控制器需要同时兼顾逆变 器效率和电机扭矩控制精度这两个性能指标时，可 ｐｕｌｓｅ ｒａｔｅＥＪ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ。１９９７，４４ （２）：１７３． Ｉ－４］薛毓强，刘斌．基于空间矢量ＰＷＭ技术的零矢量分配问题分 析［Ｊ］．电机与控制学报，２０１０，１４（８）：９３． ＸＵＥ Ｙｕｑｉａｎｇ， ＬＩＵ Ｂｉｎ． Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ ｚｅｒｏ ｓｔａｔｅ ｖｅｃｔｏｒ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｂａｅｄ ｓｏｎ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ口］．Ｍｏｔｏｒ ａｎｄ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｊｏｕｒｎａｌ，２０１０，１４（８）：９３． Ｅｓ］梁文毅．调速永磁同步电动机高频电磁噪声的分析与抑制Ｉ－Ｊ］． 微特电机，２０１１，３９（１０）：１３． ＬＩＡＮＧ Ｗｅｎｙｉ．Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｏｆ ｈｉｇｈ－ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｎｏｉｓｅ 使用组合式ＳＶＰＷＭ调制算法，即在低速段使用半 频式ＳＶＰＷＭ，中速段使用Ｆｌａｔ－Ｔｏｐ ＳＶＰＷＭ，高速 段使用七段式ＳＶＰＷＭ． 参考文献： ｎｙ Ｈ Ｃ，Ｓｔａｎｋｅ Ｇ Ｖ．Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｅｌｉ Ｖａｎ ｄｅｒ Ｂｒｏｅｃｋ Ｈ Ｗ，Ｓｋｕｄｅｌｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ａ ｐｕｌｓｅ ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｐａｃｅ ｏｆ ｖｅｃｔｏｒ—ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ＰＭＳＭ ｓｙｓｔｅｍ［Ｊ＿．Ｓｍａｌｌ＆Ｓｐｅｃｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｍａｃｈｉｎｅｓ，２０１１，３９（１０）：１３． ［６］Ｉ－ｌａｖａＡＭ，Ｋｅｒｋｒｎａｎ Ｒ Ｊ，Ｌｉｐ０ Ｔ Ａ．Ｃａｒｒｉｅｒ－ｂａｅｄ ＰＷＭ．ｓＶＳＩ ｏｖｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ：Ａｎａｌｙｓｉｓ，ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ，ａｎｄ ｄｅｓｉｇｎ －ＩＪ－￣．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９８，１３（４）： ６７４． －１７］Ｈａｖａ ＡＭ，Ｓｕｌ Ｓ Ｋ，Ｋｅｒｋｍａｎ Ｒ Ｊ，８ｔ ａ１．Ｄｙｎａｍｉｃ ｏｖｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｏｆ ｔｒｉａｎｇｌｅ ｉｎｔｅｒｓｅｃｔｉｏｎ ＰＷＭ ｍｅｔｈｏｄｓ ［ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｙ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９９，３５（４）： ８９６． ｖｅｃｔｏｒｓ Ｉ－Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９８８，２４ （１）：１４２． ［８］王成元，贾加宽，杨俊友，等．电机现代控制技术［Ｍ］．北京：机 械工业出版社，２００７． ＷＡＮＧ Ｃｈｅｎｇｙｕａｎ，ＪＩＡ Ｊｉａｋｕａｎ， ＹＡＮＧ Ｊｕｎｙｏｕ，ｅｔ ａ１．Ｍｏｄｅｒｎ ［２］ 郭寅远，李建伟，，等．基于ＴＭＳ３２０Ｆ２８３３５的五段式和七 段式Ｓ、，ＰＷＭ实现方法［Ｊ］．电子技术与软件工程，２０１５，４ （１３）：１４９． ｍｏｔｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ［Ｍ］． Ｂｅｉｊｉｎｇ：Ｃｈｉｎａ Ｍａｃｈｉｎｅ Ｐｒｅｓｓ， ２００７． ＧＵＯ Ｙｉｎｙｕａｎ，ＬＩ Ｊｉａｎｗｅｉ，ＬＩＵ Ｇａｎｇ，ｅｔ ａ１．Ｉｍｐｌｅｍｅｎｔａｔｉｏｎ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｆｉｖｅ—ｓｅｇｍｅｎｔ Ｓ、１ ＾ ａｎｄ ｓｅｖｅｎ－ｓｅｇｍｅｎｔ ＳＶＰＷＭ ［９］林平，吕晓东．ＳＶＰＷＭ调制法中零矢量优化分配技术的研究 ［Ｊ］．电气自动化，２００２，２４（４）：１９． ＬＩＮ Ｐｉｎｇ，ＬＵ Ｘｉａｏｄｏｎｇ．Ｏｐｔｉｍａｌ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｉｏｎ ｏｆ ｚｅｒｏ ｓｐａｃｅ ｂａｓｅｄ ｏｎ ＴＭＳ３２ＯＦ２８３３５［Ｊ］．Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ａｎｄ Ｓｏｆｔｗａｒｅ Ｅｎｇｉｎｅｅｒｉｎｇ，２０１５，４（１３）：１４９． ｏｗｓｋｉ Ａ Ｍ，Ｋｉｒｌｉｎ Ｒ Ｌ，Ｌｅｇｏｗｓｋｉ Ｓ Ｆ．Ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ［３］ Ｔｒｚｙｎａｄｌｖｅｃｔｏｒｓ ｉｎ ＳＶＰＶＣＭ［Ｊ］．Ｅｌｅｃｒｔｉｃａｌ Ａｕｔｏｍａｔｉｏｎ，２００２，２４（４）： ｌ９．
