一种新颖的三相正弦波变频电源

一种新颖的三相正弦波变频电源

张卫平 陈云鹏 刘元超

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北方工业大学绿色电源实验室，北京市石景山区晋元庄路5号，100041

摘 要 本文提出了一种不使用产生SPWM（正弦波脉宽调制）波形的专用芯片，而实现三相正弦波变频的电源设计方案，其输出为（20－100）Hz的三相对称交流电。该系统具有如下特色：（1）为了保证系统输入电压的调整率，在整流电路与逆变器之间设计了Buck电路，保证了直流母线电压的稳定；(2)为了在改变输出频率时，保持三相正弦参考信号的幅度稳定，每相参考信号设有自动增益控制；(3)为了在变频、改变输入电压、改变负载过程中，保证输出电压稳定，采用三相独立反馈控制。经实验观察，输出正弦波质量高，失真度小于5％，输出电压稳定可靠。

关键词 三相正弦波变频；自动增益控制；独立反馈。

1. 引言

变频电源在各行各业的应用日益广泛，目前，工程实际中应用最多的是一种称之为SPWM（正弦波脉宽调制）法的变频电源。SPWM技术是一种调制信号正弦化的PWM技术，与直流变换电路的PWM技术相比，区别仅在于调制信号（控制信号），在DC/DC电路中，控制信号只有幅值和极性的变化，但是在DC/AC电路中，控制信号变成幅值和频率均可变化的周期信号，如何利用硬件或硬，软件相结合的办法经济﹑实用的实现高性能的SPWM控制策略，便成了人们现在需要解决的问题。

220Vac隔离变压器整流滤波Buck变换器PWM逆变电路高频滤波三相平衡负载正弦波发生器自动增益控制电路SPWM三角波发生器驱动电路变频反馈A相控制B相控制C相控制 图1 系统结构框图

压，然后经过整流滤波供给Buck变换器，Buck变换器的输出电压作为逆变电路的输入电压；控制电路产生一个幅值稳定，可变频率的三相正弦波，与三角波进行比较，生成SPWM信号，送给驱动电路；逆变电路的输出经过高频整流滤波之后，生成频率范围可调的三相对称交流电。 2.2.电源的主电路结构

电源的主电路如图2所示

(1) 隔离变压器 为了实现电网与主电路之间的电气隔离和满足逆变器输出电压幅值的要求，我们在整流桥之前接入一个隔离变压器。

整流桥隔离变压器Buck变换器IPM随着集成技术的发展，目前市场上已经有了专用的单片机和专用的大规模集成电路，例如HEF4752，SA4828，SLE4520等等，而且还会有一些新的芯片不断面世，但其价格一般都比较昂贵，硬件投资大，本文介绍一种新颖的三相正弦波变频电源的设计方法，该方法不使用产生SPWM（正弦波脉宽调制）波形的专用芯片，并且能够满足：（1）频率在（20Hz～100Hz）范围内可调，各相电压有效值之差小于0.5V；（2）当输入电压为198V～242V，负载电流有效值为0.5～3A时，输出线电压有效值误差的绝对值小于5%；（3）变频电源输出频率在50Hz以上时，输出相电压的失真度小于5%。

220Vac2. 主电路的组成及工作原理

2.1 电源整体结构

电源整体结构如图1所示

基本工作原理：市电单相电压先经隔离变压器降

高频滤波网络图2 主电路图

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(2) 整流电路 本文采用单相桥式整流电路。该整流电路的特点是结构简单，可靠性高。

(3) Buck变换器 在主电路中，Buck变换器起到了前馈调节的作用，通过电压闭环PWM控制，实现了输出母线电压的稳定，从而保证输入电压的调整率。补偿网络采用的是双极点双零点网络，这种补偿网络具有如下优点：

a. 补偿网络在直流处提供了一个极点，因此，这种补偿网络的稳态误差等于零。

b. 由于补偿网络存在着两个零点，若其相频对数特性曲线是以−270°为基准，在理论上补偿网络能够提供最大的超前相位角可达到180°。假定将补偿网络的这两个零点设置在控制对象传递函数的最低极点或以下，可以补偿由最低极点引起的相位滞后。因为双重极点型控制对象，可产生的最大相位滞后为180°。

c. 补偿网络的一个极点用来抵消输出电容ESR引起零点的；另一个极点用来保证开环传递函数有一个较好的相位裕量和增益裕量，同时在高频段，幅频特性的下降斜率为-40dB/dec，对高频干扰有良好的抑制作用。

(4) 逆变电路 在三相桥式逆变电路中，各桥臂之间相位差为2π/3。负载星形联结，其中点为O，逆变电路输入电源侧假想中点为O’。

全桥逆变电路又分为双极性电路和单极性电路。双极性逆变电路是指载波uc极性随时间不断地正、负变化而与调制波ug的极性变化无关。

双极性SPWM逆变器同一桥臂上、下管在调制正弦波地半个周期里始终处于作互补式开关的工作状态。而单极性逆变电路是指载波uc与调制波ug始终保持同极性关系。单极性SPWM逆变器同一桥臂的上、下管各工作在调制正弦波的半个周期。单极性逆变电路的电流脉动小，但在输出电流过零处容易断续、滞后较大，畸变严重。而双极性逆变器的利用率高，并且谐波分量小，输出的电流波形连续、滞后小但不会出现电流断续。 本文采用的是双极性输出的逆变电路。载波信号为对称的三角波，幅度为Ucm，重复频率为fc；调制信号为三相正弦波uga，ugb和ugc，

其相位相差2π/3，即uga=Ugmsin(ωt−π/6)；ugb=Ugmsin(ωt−5π/6)；

ugc=Ugmsin(ωt+π/2)。式中ω=2πf，f为逆变电压重

复频率。则频率调制比为K=fc/f。

由于各相上下臂控制脉冲在相位上互补，因而上下臂开关也以互补方式轮流导通，故各相对电源中性点O’的电压为双极性SPWM波形，以A相为例，A

点对O’点的电压UAO'可表示为

⎧+Ud/2,T1(D1)0

uAO'=⎨ （1） ⎩−Ud

/2,T4(D4)0

ug1uAO'的波形与ug1（开关管T1的控制波形）完

全相仿，只是电压幅值不同而已。A点对O间电压uAO可表示为（上标0表示可控器件的导通）

⎧Ud/3,(T1T2T3)0(T1T5T6)0

⎪u⎪Ud2/3,(T1T2T6)

0AO'=⎨ （2） ⎪−Ud

/3,(T2T3T4)0(T4T5T6)0

⎪⎩

−Ud2/3,(T3T4T5)0其余的两相类推。

(5) 高频滤波电路 全桥逆变电路的输出为一系列高频脉冲，要想得到标准的正弦波必须滤掉其高频成分。LC低通滤波网络能够有效地滤除高频谐波，其参数由LC滤波网络的谐振频率和特征阻抗决定。

3. 控制电路的组成及工作原理

3.1. 三相变频正弦参考信号发生电路

在本文中，我们用一个三相变频正弦参考信号发生电路代替了生成SPWM信号的专用芯片。它是控制电路的核心部分，采用的是一个特殊结构的RC移相正弦波发生器，电路如图3所示。其中，正弦波振荡的频率由下式确定：

图3 三相变频正弦参考信号发生电路

f=32πR7C1

=32πR （3）

12C3

三相正弦参考信号分别为

UA=Asin(ωt) （4）

UB=Asin(ωt−120D) （5）

UC=Asin(ωt−240D) （6）

在图3中，用双联电位器同时改变R7和R12，就可以

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改变正弦参考信号的频率，从而实现了变频功能。 但是在实际应用时发现：当三相正弦参考信号的频率发生改变时，幅值也会产生相应的变化，从而导致变频电源达不到设计的要求。为了解决这个问题，本文设计一个自动增益控制电路，通过反馈来稳定正弦参考信号的幅值，电路如图4所示。

自动增益控制和反馈的核心控制芯片为MC3340P（电子衰减器），其中，①脚为输入信号，②脚为控制信号，通常为一个直流电平VC，当VC增大的时候，输入信号的幅值呈一个非线性的降低，但是波形和频率都不发生变化，工作特性曲线如图5所示。

在图4所示的自动增益控制电路中，运放082及其外围电路组成同相直流放大器，其输入信号来自三相正弦参考信号发生电路的某一相输出，输出信号就作为MC3340P的控制信号。工作原理如下：输入信号经过整流和LC滤波网络之后得到一个比较平滑的直

27k100u12Vdc10k0180-OPAMPMC3340P710k236三相D1L1082OUT正弦1222k波发+生器10mH1.3k10k0100u1k010k0680p047u00图4 自动增益控制电路

图5 MC3340P的工作特性曲线

流信号，再经同相放大器放大，得到的信号就作为MC3340P的控制信号，如果输入信号的幅值增大，则MC3340P的控制信号也跟着增大，由芯片的特性曲线可知，此时芯片输出信号的幅值就降低，从而实现了稳定三相变频正弦参考信号幅值的目的。 3.2. 横幅三角波产生电路

横幅三角波产生电路如图6所示, 其中，555芯片及其外围元器件组成一个多谐振荡器，电容C1加在芯片的⑤脚起滤波的作用，②脚和⑥ 脚连在一起，利用电容C2的充放电特性来生成横幅三角波，工作原理如下：，晶体管Q1﹑Q2和电阻R1组成恒流源，用于对电容C1实现线性充电过程；晶体管Q3﹑Q4和电阻R3构成恒流源，对电容C1实现线性放电过程，。如果忽

略基极电流，则恒流源约为（0.7/300）A , 振荡频率f≈恒流源/（10C1）。生成的三角波再经过一个射极跟随器Q5输入到比较器中，并可通过改变R1，R2的阻值（即改变充放电的恒流源的大小）来改变三角波的上升和下降时间。 3.3. SPWM信号的产生

在图7中，等幅的三角波（称为载波）与正弦波（调制波）通过比较器进行比较，交点来确定逆变器的开关模式，当基准正弦波低于三角波时，开关管没有驱动信号，开关管截止，反之，开关管导通，这样，生成的脉冲信号即为SPWM信号，其特点是在半个周期中等距，等幅，不等宽，总是中间的脉冲宽，两边的脉冲窄，各脉冲面积与该区间正弦波下的面积成正比。

因此，我们将前面所述电路生成的三相正弦参考信号和横幅三角波作为输入信号送给比较器，比如LM139，通过比较就可以产生所需的SPWM信号。 3.4. SPWM信号的反相和死区设计

根据三相逆变的原理，每一相的上下臂开关均以互补方式轮流导通，因此，生成的SPWM脉冲信号要进行反相设计，生成的两路控制信号分别控制逆变桥的高端和低端的功率开关。同时考虑到功率器件工作频

V10R130015VdcQ10Q5Q2D2V215Vdc8D1U302VCCR34TRIGGERRESETOUTPUT32.2kD35CONTROLD4C260.01u7THRESHOLDC1DISCHARGEQ4GND04.7n005551Q30R23000 图6 三角波生成电路

ua0wtb0wt

图7 a载波与调制信号波形；b开关管驱动信号

率限制和开启﹑关断次数的不平衡，为了避免上下功率开关管同时导通，形成短路，控制信号还要进行死区的设计，SPWM信号的反相和死区设计电路如图8所

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示。经过反相和死区设计之后，生成的六路SPWM信号分别去控制三相逆变桥的六个大功率开关管。 3.5.相电压稳压结构

为了稳定每一相的输出电压，采用三路三相独立反馈控制系统，相电压稳压原理框图如图9所示。当某一

相的输出电压增加时，经过隔离变压器采样和π型整流滤波后的直流信号就相应的增加，同相直流放大器的输出信号也随之增加，由于放大器的输出信号是作为电子衰减器MC3340P的控制信号，因此电子衰减器的输出正弦参考信号的幅值相应的减少，从而实现了参考信号受输出信号控制的目的。实验电路如图10所示。 4.实验结果

根据前面所介绍的系统，制作出一个三相正弦波变频电源样机，输出线电压有效值为36V，最大负载

500C1470uFVCC1141232D12133111312411输入信号5510646C99107401188R21KC2480uFVCC14132D1311401112输出A5输出B46C91078

图8 反相和死区电路设计

三相信号发生器A隔离采样器1电子衰同相直流A相整流2减器滤波放大器MC3340

图9 相电压稳压原理框图

电流有效值为3A，输出频率在20Hz～100Hz范围内可调。

图11给出了AB两相的输出正弦波形 ，频率在20Hz～100Hz范围内变化时，相电压有效值之差小于0.5伏，负载电流调整率少于1.5％，输出频率在50Hz以上时，输出相电压的失真度小于5％。

4.结论

SPWM（正弦波脉宽调制）技术是目前应用最为广泛的逆变用PWM技术，本文提出一种不使用生成SPWM信号的专用芯片，而实现三相正弦波变频的电源设计

12470mH12Vdc0TX11k18MC3340P17A相+236电压1uOUT10u10u0-OPAMP100k010kD206.2k0100k680p47u1k10k0015Vdc00图10 相电压稳压电路

图11 AB两相的输出正弦波形

方案。在频率从20Hz～100Hz范围内可调的基础上，实验样机输出的正弦波质量高，失真度小于5％，输出相电压稳定可靠。

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