一种三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法[发明专利]

(12)发明专利申请

(10)申请公布号 CN 106849682 A(43)申请公布日 2017.06.13

(21)申请号 201710253777.2(22)申请日 2017.04.18

(71)申请人 中国石油大学（华东）

地址 266580 山东省青岛市黄岛区长江西

路66号中国石油大学（华东）(72)发明人 冯兴田　万满满　马文忠　刘勇　王晓　陶媛媛　(51)Int.Cl.

H02M 3/335(2006.01)

权利要求书1页 说明书5页 附图2页

()发明名称

一种三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法(57)摘要

本发明公开了一种三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流充电控制方法，其控制方法主要采用电压型PFM(脉宽频率调制)控制方法与控制相结合的控制方法实现，并引入控制器对所

归零

控制进行补偿，在满足电压稳

定输出的前提下，消除了由于电磁器件自身误差的引起的电流不均的影响，降低输出电流纹波，延长变换器的使用寿命，并可提高谐振变换电路系统的转换效率和动态稳定性，有重要的应用意义。CN 106849682 ACN 106849682 A

权　利　要　求　书

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1.三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法主要采用PFM控制与控制相结合的控制方法实现，并引入归零控制器对所采用的控制进行补偿，所述控制方法，其特征在于，三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法包括：利用脉冲频率调制(PFM)实现电压的稳定输出；利用均流控制减小电流间的影响，改善电流负荷的分配精度，同时还利用归零控制对控制进行补偿。

2.根据权利要求1所述的三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法，其特征在于，该控制应用于谐振变换器，多相变换器并联使用时，实现每相变换器理论输出电流与实际输出电流的差值通过微积分运算转换成电压变化量的功能。

3.根据权利要求2所述的三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法，其特征在于，将电压变化量与电压变化量的给定值

做差，得到新的电压变化量

引入

归

零控制对其进行补偿，实现均流。

4.根据权利要求3所述的三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法，其特征在于，该

归零控制器通过一阶微分方程实现，利用时间常数τ对各相谐振电路变化速度

进行限定，使其不影响电压的稳定输出，从而实现了稳压和均流的双重功能。

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一种三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法

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技术领域[0001]本发明涉及电力电子技术领域，更具体地，涉及一种三相交错并联LLC谐振变换器稳压均流控制方法。

背景技术[0002]LLC(Lr，Lm，Cr的缩写，其中，Lr为谐振电感，Lm励磁电感，Cr为谐振电容)谐振变换器具有开关频率高、关断损耗小、效率高、重量轻、体积小、电磁干扰噪声小、开关应力小等优点，因而得到了广泛应用。尽管变换器有很多优点，但仍存在一些不足，特别是在输出电流达到几十或上百安、功率等级达到几十甚至几百千瓦的应用场合，这种LLC拓扑存在明显的缺陷，不能满足实际应用的需要，主要体现在：(1)在大电流情况下，对副边的整流管的电流应力要求非常高，损耗较大，功率等级受到器件应力等；(2)由于输出只含有滤波电容，输出的电流纹波大，不适合大电流场合，滤波电容的寿命决定了变换器的寿命，因此常会采用多相交错并联LLC转换器，可以显著地减小输出电容中的输出纹波，通过计算推导可得到多相LLC谐振变换器并联时输出的电流纹波。[0003]通过计算两相、三相、四相、五相并联情况下纹波大小可以得到，交错并联的相数越多，纹波率越小，半导体器件电流应力要求越低，但是随着模块数的增加，改善程度却越来越不明显，且拓扑结构以及控制方式愈加复杂。所以通常采用两相或者三相并联，两相并联输出纹波已经明显减小，但不足以适用于大电流大功率等场合应用且随着模块数的增加，改善程度却越来越不明显，拓扑结构以及控制方式越加复杂，所以采用三模块并联即可满足改善要求，此外，多模块并联技术己经成功的应用于同步Buck电路等其它拓扑中，通过多相分流或者多元件分压降低对开关元件的应力要求。所以选用三相拓扑作为研究对象。采用三相交错并联，原边Y型连接可以自动调节各相电压的能力，调节各相电流，并使电流自然叠加相消，不仅降低了输出电流纹波，还扩大了设备的容量。[0004]LLC变换器最传统的控制方法是采用PWM脉宽调制，其控制简单，易于驱动；可实现原边侧开关管的ZVS(零电压开关)，能够有效减少开关损耗。由于其不对称的驱动工作方式，致使副边侧整流二极管所承受电压应力较高，且当变换器的负载很轻时，上开关管不容易实现ZVS(零电流开关)。采用PWM+PFM(PWM为脉冲宽度调制，PFM为脉冲频率调制)联合控制，但当其模式切换时，难以实现电流的平滑过渡，产生一定的电磁干扰；也有PFM调制或PWM调制方法结合移相控制策略一起应用到LLC变换器，但是在多相并联电路中容易引起移相角的丢失。目前最常用的是电压型PFM控制，能够在全负载范围内实现原边开关管ZVS，副边二极管能够实现ZCS，既降低了其电压应力，又避免了反向恢复损耗，易于控制，但是应用在并联LLC变换器，当各相之间的器件自身存在误差时，电路自身调节是难以实现各相均流，并长期使设备处于功率分配不均的状态。发明内容[0005]本发明的目的在于克服现有技术的不足之处，提出一种三相交错并联LLC谐振变

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换器稳压均流控制方法，用于稳定三相并联LLC谐振变换器输出电压，不改变电路硬件结构的前提下，能够解决现有的多相并联时由自身器件参数误差或负载分配不均引起的电流不均的问题，还能提高系统的动态稳定性。[0006]本发明解决其技术问题主要采取以下技术方案实现：[0007]首先实现三相交错并联电路的电压稳定输出，其控制方法实现分为以下步骤：[0008]步骤一：首先对输出电压采样，并与给定信号Uref做差比较得到电压偏差△u，其值通过PI调制后输出的信号作为压控振荡器的给定信号，利用对脉冲序列计数的形式对压控振荡器的输出信号进行移相，并通过逻辑关系对产生各路开关管的驱动信号，形成了基本的电压型控制，能够实现LLC谐振变换器的稳压输出，且响应速度快。[0009]步骤二：在步骤一中提到的基于计数模式的脉冲序列触发器的移相方式避开了测量量随负载变化的开关周期T的问题，主要的实现方法为采用计数器实现，当计数器每次累加后，进行一次逻辑判断，当与设定值范围一致时，逻辑模块输出一个短脉冲。计数器为六进制加法计数器，从而保证三相控制信号之间相位差始终为120°，也就是信号顺序延迟T/3，实现交错控制，计数脉冲序列触发器本质上是一种数字分频电路，这就要求前面的VCO(压控振荡器)模块具有较高的调频带宽，能够在很小的电压波动下实现较高的频率调整，达到响应速度快的效果。[0010]三相交错并联电路实现电压的稳定输出后，在这基础上提出均流控制方法，不仅能消除器件自身参数误差引起的电流不均问题，还能消除负载分配不均导致功率分配不均的影响。[0011]理想情况下，各相之间不存在器件上的误差，基于压控振荡器、脉冲序列移相和补偿环节可以实现基本的电压型控制，但是现实使用中各相的器件不可能处于理想状态，由于谐振单元都是电磁元件，在大功率情况下，各相之间的元器件参数误差将会引起电路自身不能调节的功率不均问题。所以进一步提出来需要引入其他的装置，节省成本，易于控制。

[0012][0013][0014]

控制和归零控制进行均流，且不

控制器的表达式为

LLC谐振变换器是基于谐波分析法进行分析，则谐振网络的输入电压其大小为

为额定工作时谐振腔电压的变化率，其值大小为

其中fs的取值为三相并联时各相LLC谐振腔单独作用在额定状态时其频率的大小的平均值。m为折算系数，取值为

Zin为每相谐振变换器的等效阻抗，n为变压器的比值，rline为谐振腔内部存在的阻抗值，Req为每一相谐振腔对

应功率输出的负载折算到原边的等效值。但是实际中由于每一相的元器件参数存在一定的

那么每一相的谐振腔的电流iLri＜i′由于谐振腔电流iLr误差；假设Zeqi>Z*eq>Zeqj，Lr＜iLrj，

的变化频率为谐振频率，直接对其控制难以实现实时跟踪控制，所以本次设计采用与之相对应的输出电流，则由谐振腔的电流iLri＜i′Lr＜iLrj可以得到每一相变压器的副边输出电流的变化趋势为iBri＜i′与谐振腔电流变化趋势一致，且变化幅度小近似直流，易Br＜iBrj，

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于控制。i′取值为Br按照容量比例计算出对应每一相的电流平均值，示，将会形成新的

同时，还引入

所以如式(1)所

归零控制器对其进行补偿，在实现输出电压的稳

归零控制器引入一阶微分方程，其表

定的情况下，减小由参数不均导致的电流的影响。达式为

[0015][0016]

式(2)中，以τ为时间常数成指数衰减并通过输出的稳定电压值和允许

以相同

的电压偏差值进行限定。需要注意的是各相LLC的时间常数τ选值必须相同，确保的速率改变。

将(2)式代入(1)式得：

[0017][0018]

在整个过程中，由于iB′因此可以简化r会一直保持不变，归零控制器的

表达式：

[0019][0020]

根据式(4)可知，电流iL一直不断变化，得到对应的电压变化率电压变化率经

过积分环节和电压参考值作用通过压控振荡器对其脉冲频率进行调制，在此过程中电流负

荷从较小的一相流向较大的一相，从而使各相电流趋于相同。

[0021][0022][0023][0024]

可以得到均流控制器的输出的表达式：

其中

从式(5)可以看出

受两部分作用的影响，第一部分是

作用，第二部分是

Bi′将Bi′对于一个理想的控制系统，总是希望系数B趋于零，而系数ABr作用，L看成扰动量，趋于1，从式(5)可以看出系数A＝1，所以本次设计主要考虑扰动模块对系统的稳定性影响，说明系统也是需要通过调节扰动量来优化系统的性能，整个均流控制系统对扰动的传递函数为

[0025]

将均流控制与PFM电压型控制相结合得到整个系统的控制框图。从上述分析可以

看出，通过比较每相电流与理论电流的大小，对实际电流小于理论电流的那一相谐振腔发挥控制和归零控制的补偿作用，引入补偿电流，使实际值与理论值靠近，对实际电流值大于理论电流值的那一相发挥控制和归零控制的虚拟阻抗作用，减小电流，使实际值向理论值逼近，从而达到各相均流；又通过时间常数τ对其变化速度进行限定，使其不影响电压的稳定输出，从而实现了稳压和均流的双重功能。附图说明[0027]图1三相并联谐振变换器主电路拓扑

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[0026]

CN 106849682 A[0028][0029][0030]

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图2脉冲序列触发的移相图3均流控制方法框图图4系统的控制框图

具体实施方式[0031]为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。[0032]本发明控制方法适用于串联谐振变换电路，具体包括：LC串联谐振变换电路(SRC)的并联，串并联谐振变换电路(SPRC)的并联以及LLC串联谐振变换电路的并联，电路主拓扑可以是半桥，全桥等。[0033]表1各相输出电容纹波的纹波率

Io代表输出电流，Imi表示有i个模块并联，每个模块的峰值，△Ic为最大纹波值[0034]本实施例中所涉及电路拓扑结构如图1所示，采用三相LLC谐振变换器并联结构，其主要分为：方波发生器、谐振单元、变压器、整流单元和输出滤波单元。由表1可以看出对于LLC谐振变换器采用三相并联输出纹波小，且扩大了整个系统的容量。[0035]方波发生器具体为：开关网络主要由半桥和开关管组成；谐振网络采用LLC型谐振腔，包含谐振电容Cr，谐振电感Lr和变压器励磁电感Lm；变压器原边采用Y型连接，副边并联输出；整流单元采用开关管器件或整流二极管,实现电能的传递；输出采用电容滤波。[0036]将三相LLC谐振腔的参数设置为大小不一，用来模拟实际中器件之间的误差，三相的选取参数如表2，其中rline为谐振腔内部存在的阻抗值。[0037]当采用三相控制方法时，脉冲序列触发的移相如图2，首先通过压控振荡器产生锯齿波，然后通过逻辑关系转化为方波，用过对脉冲序列计数实现三相移相控制；当有信号送入压控振荡器时，实现在很小的电压波动下三相变换器的触发脉冲做出较高的频率调整。[0038]表2理想情况和三相不平衡时谐振腔参数

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[0039]进一步提出来控制和归零控制进行均流，控制框图如图3均流控制框图，为

其中fs的取值

额定工作时的对应的每一相的理想等效阻抗，其值大小：

为三相并联时各相LLC谐振腔单独作用在额定状态时其频率的大小的平均值。m为折算系数，取值为

Zin为每相谐振变换器的等效阻抗，n为变压器的比值，

其中RL为

(总的输出功率的三分之一)对应

rline为谐振腔内部存在的阻抗值，

的输出负载。但是实际中由于每一相的元器件参数存在一定的误差；每一相的谐振腔的电

流大小不一，由于谐振腔电流iLr的变化频率为谐振频率，直接对其控制难以实现实时跟踪控制，所以采用与之相对应的输出电流，变化幅度小近似直流易于控制。i′Br按照容量比例计算出对应每一相的电流平均值，取值为

[0040][0041]

同时，还引入归零控制器对其进行补偿，在实现输出电压的稳定的情况下，

归零控制器通过以相同的速率改变

减小由参数不均导致的电流的影响。

将均流控制与PFM电压型控制相结合得到整个系统的控制框图如图4所示。通过比较每相电流与理论电流的大小，对实际电流小于理论电流的那一相谐振腔引入补偿电流，使实际值与理论值靠近，对实际电流值大于理论电流值的那一相引入虚拟阻抗，减小电流，使实际值向理论值逼近，从而达到各相均流；又通过时间常数τ对其变化速度进行限定，使其不影响电压的稳定输出，从而实现了稳压和均流的双重功能。

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图1

图2

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说　明　书　附　图

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图3

图4

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