开关电源共模EMI抑制技术研究

开关电源共模EMI抑制技术研究

姓名：陶陈彬申请学位级别：硕士专业：电力电子与电力传动

指导教师：王萍20080601

摘要随着电力电子技术的发展，开关电源的小型化、高频化成为趋势，其中各个部分工作时的电磁干扰问题也越来越严重，因此开关电源的电磁兼容性也越来越引起人们的重视。目前，软开关技术因其能减少开关损耗和提高效率，在开关电源中应用越来越广泛。本文的主要目的是针对开关电源中的电磁干扰进行分析，研究软开关技术对电磁干扰的影响，并且提出～种抑制共模干扰的滤波方法。本文首先介绍了电磁兼容的定义、开关电源ＥＭＩ的特点，论述了开关电源中ＥＭＩ的研究现状。从电磁干扰的三要素出发，介绍了开关电源中电磁干扰的干扰源和干扰的耦合通路。分析了电感、电容、高频变压器等器件的高频特性，并介绍了线性阻抗稳定系统（ＬＩＳＮ）的定义和作用。在了解了软开关基本概念的基础上，本文以全桥变换器为对象，介绍了移相全桥ＺＶＳ的工作原理，分析了它在实现过程中对共模干扰的影响，并在考虑ｌＧＢＴ寄生电容的情况下，对其共模干扰通道进行了分析。然后以ＵＣ３８７５为核心，设计了移相全桥ＺＶＳ的控制电路和主电路，实现了软开关。为了对共模干扰进行抑制，本文提出了一种新型的有源和无源相结合的ＥＭＩ滤波器，即无源部分采用匹配网络法，将阻抗失配的影响降到最低；有源部分采用前馈控制，对共模电流进行补偿。针对以上提出的问题，本文通过Ｓａｂｅｒ软件对移相全桥ＺＶＳ进行了仿真，并和硬开关条件下的传导干扰进行了比较，得出了在高频段，ＺｖＳ的共模干扰小于硬开关，在较低频段改善不大，甚至更加严重，而差模干扰有较大衰减的结论。通过对混合滤波器进行仿真，取得了良好的滤波效果，和传统的无源ＥＭＩ滤波器相比，在体积和重量上都有一定优势。关键词：开关电源共模干扰软开关ＥＭｌ滤波器ＡＢＳＴＲＡＣＴＡｓｔｈｅｄｅＶｅｌｏｐｍｅｎｔｏｆｐｏｗｅｒｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，ｔｈｅｓｗｉｔｃｈｉｎｇｍｏｄｅｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙ（ＳＭＰＳ）ｂｅｃｏｍｅｓｓｍａｌｌｅｒａｎｄｉｔｓｗｏｒｋｉｎｇｆ．ｒｅｑｕｅｎｃｙｉｓｈｉｇｈｅｒ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ，ｔｈｅｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｉｎｔｅｒｌ’ｅｒｅｎｃｅ（ＥＭＩ）ｉｎｉｔｉｓｍｏｒｅｓｅｒｉｏｕｓｗｈｅｎｔｈｅｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓｗｏｒｋ．Ｔｈｅｒｃｆｏｒｅ，ｔｈｅｅＩｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ（ＥＭＣ）ｉｎＳＭＰＳｉｓｄｒａｗｉｎｇｍｏｒｅａｔｔｅｎｔｉｏｎｔｈａｎｂｅｆｏｒｅ．Ｒｅｃｅｎｔｌｙ，ｓｏｆｔｓｗｉｔｃｈｉｓｗｉｄｅｌｙｉｍｐｌｉｅｄｆｏｒｉｔｓｒｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｌｏｓｓｅｓａｎｄｐｒｏｍｏｔｉｏｎｏｆｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ．ＴｈｅｍａｉｎｏｂｊｅｃｔｉｖｅｏｆｔｈｉｓｐａｐｅｒｉｓｔｏａａｎａｌｙｓｉｓｔｈｅＥＭＩｉｎＳＭＰＳ，ｒｅｓｅａｒｃｈｔｈｅｉｎｆｌｕｅｎｃｅｏｆｓｏＲｓｗｉｔｃｈ，ａｎｄｏｆｆｅｒｍｅｔｈｏｄｔｏｅｘｈｉｂｉｔｃｏｍｍｏｎｍｏｄｅＥＭＩ．ｆｉｌｔｅｒｉｎｇＦｉｒｓｔ，ｔｈｅｄｅ行ｎｉｔｉｏｎｏｆＥＭＣｗａｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，锄ｄｔｈｅｎｔｈｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆＥＭＩｉｎＳＭＰＳ，ａｎｄｔｈｅｒｅｓｅａｒｃｈｓｔａｔｕｓｏｆＥＭＩｉｎＳＭＰＳ．ＳｔａｒｔｉｎｇｗｉｔｈｔｈｒｅｅｅｌｅｍｅｎｔｓｏｆＥＭＩ，ｔｈｅｉｎｔｅｒｆ．ｅｒｅｎｃｅｓｏｕｒｃｅｓａｎｄｃｏｕｐｌｉｎｇｐａｔｈｓｗｅｒｅｄｉｓｃｕｓｓｅｄ．ＡＲｅｒｔｈｅｈｉ曲ｆ．ｒｅｑｕｅｎｃｙｍｏｄｅＩｓｏｆｉｎｄｕｃｔｏｒ，ｃａｐａｃｉｔｏｒａｎｄｔｈｅｄｅｆｉｎｉｔｉｏｎａｎｄｆｕｎｃｔｉｏｎｏｆｌｉｎｅｈｉ曲ｆｂｑｕｅｎｃｙｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒｓｔａｂｉｌｉｔｙｗｅｒｅｆｏｕｎｄｅｄ，ｉｍｐｅｄａｎｃｅｎｅｔ、）ｌ，ｏｒｋ（ＬＩＳＮ）ｗｅｒｅｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄ，ａｎｄｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓ．Ｔｈｅｎｔｈｅｉｎ仃ｏｄｕｃｅｄ．Ｉｎｓｅｃｏｎｄｐａｎ，ｔｈｅｄｅ行ｎｉｔｉｏｎｓｏｆｓｏＲｓｗｉｔｃｈｗｅｒｅｗｏｒｋｉｎｇｐｒｉｎｃｉｐｌｅｏｆｆｕｌｌｂｒｉｄｇｅｚｅｒｏＶｏｌｔａｇｅｓｗｉｔｃｈ（ＦＢＺＶＳ）ｗａｓＣＭｃｏｕｐｌｉｎｇｐ￡ｌｔｈｉｎＦＢＺＶＳｗａｓｄｉｓｃｕｓｓｅｄｗｈｅｎｔｈｅｐａｒａｓｉｔｉｃｃａｐａｃｉｔｏｒｓｏｆｌＧＢＴｗｅｒｅｃｏｎｓｉｄｅｒｅｄ．Ｔｈｅｎ，ｔｈｅｃｏｎｔｒｏｌａｎｄｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔｏｆＦＢＺＶＳｗａｓｄｅｓｉｇｎｅｄｕｓｉｎｇｃｈｉｐＵＣ３８７５．Ｉｎｔｈｅｌａｓｔ，ｔｏｉｎｈｉｂｉｔｔｈｅＣＭＥＭＩ，ｔｈｉｓｐ印ｅｒｐｒｏｐｏｓｅｄａｎｏＶｅｌＥＭＩ６ｌｔｅｒｃｏｍｂｉｎｉｎｇｐａｓｓｉＶｅａｎｄａｃｔｉｖｅｆｉｌｔｅｒｓ，ｉｎｗｈｉｃｈｍａｔｃｈｉｎｇｎｅｔｗｏｒｋｗａｓｉｎｔｒｏｄｕｃｅｄｉｎｐａｓｓｉＶｅｆｉｌｔｅｒｔｏｒｅｄｕｃｅｔｈｅｅｎ’ｅｃｔｓｏｆｉｍｐｅｄａｎｃｅｍｉｓｍａｔｃｈａｎｄｆｅｅｄｆｏｒｗａｒｄｃｏｎｔｒｏｌ、ＶａｓｕｓｅｄｉｎａｃｔｉＶｅ行ｌｔｅｒｔｏｃｏｍｐｅｎｓａｔｅｔｈｅＣＭｎｏｉｓｅ．ＦＢＺＶＳｗａｓｓｉｍｕｌａｔｅｄｉｎＳａｂｅｒ，ａｎｄｔｈｅｃｏｎｄｕｃｔｅｄｉｎｔｅｒｆ－ｅｒｅｎｃｅｗｈｅｎ如ｌｌｂｒｉｄｇｅｃｉｒｃｕｉｔｗａｓｗｏｒｋｉｎｇａｔＺＶＳｃｏｎｄｉｔｉｏｎａｎｄｈａｒｄｓｗｉｔｃｈｃｏｎｄｉｔｉｏｎｗｅｒｅｃｏｍｐａｒｅｄ．ＴｈｅＣＭｎｏｉｓｅｏｆＦＢＺＶＳｗａｓｓｍａｌｌｅｒｔｈａｎｔｈａｔｏｆｈａｒｄｓｗｉｔｃｈａｔｈｉｇｈｆ－ｒｅｑｕｅｎｃｙ，ｂｕｔｉｎｏｒｌｏｗ舶ｑｕｅｎｃｙｉｓｍｏｒｅｌｅｓｓｔｈａｎｈａｒｄｓｗｉｔｃｈ，ａｎｄｄｉｆｆ－ｅｒｅｎｔｉａｌｍｏｄｅ（ＤＭ）ｎｏｉｓｅｉｓｍｕｃｈｓｍａｌｌｅｒ．ＴｈｅｈｙｂｒｉｄＥＭＩ雨ｌｅｒｓｉｍｕｌａｔｅｄｒｅｓｕｌｔＳｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｉｎｈｉｂｉｔｉｏｎｔ０ＣＭｎｏｉｓｅｉｓｇｏｏｄ．ＣｏｍｐａｒｅｄｗｉｔｈｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌｐａｓｓｉＶｅＥＭＩｎｌｔｅｒ，ｉｔｈａｓｍｕｃｈａｄＶａｎｔａｇｅｉｎｓｉｚｅａｎｄｗｅｉｇｈｔ．ＫＥＹＷｏＲＤＳ：ＳＭＰＳ，ＣＭＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ，ＳｏＲＳｗｉｔｃｈ，ＥＭＩｎｌｔｅｒ独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作和取得的研究成果，除了文中特别加以标注和致谢之处外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得墨壅盘堂或其他教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一ｉ司工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。学位论文作者虢陶菏、硝签字隅炒了年多月脚学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解丕鲞盘堂有关保留、使用学位论文的规定。同意学校特授权丕盗盘堂可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，并采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编以供查阅和借阅。向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘。（保密的学位论文在解密后适用本授权说明）学位论文作者签名：陶随粥签字日期：纱绣年多月如同导师签名：签字同期：计年多星夕年月／秒同第一章绪论第一章绪论由于非线性开关器件的应用，开关电源本身就是一个很大的干扰源。随着电力电子技术不断向高频化、小型化方向发展，导致了开关电源产生和接受电磁干扰（ＥｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃＩｎｔｅ疵ｒｅｎｃｅ．ＥＭＩ）的几率大大增加。因此，开关电源的电磁兼容性（ＥｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃＣｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ．ＥＭＣ）成为了电源工程师和研究人员在设计中必须考虑的～个问题。１．１电磁兼容概述１．１．１电磁兼容的含义电磁兼容是电子设备或系统的一种工作状态，主要包括两方面的内容：第一，电子设备或系统的各个部件能够在其所处的电磁环境中按设计要求正常的工作，有～定的抵抗电磁干扰的能力。第二，该电子设备或者系统所产生的电磁干扰不致对它周围的电磁环境产生严重污染和影响其他设备或系统的正常运行【ｌｌ。电磁干扰则是指任何能够中断、阻碍、降低或限制电子设备正常工作的电磁能量从一个电子设备通过一定途径传到另一个电子设备的过程。电磁干扰形成的三个因素【２】【３】１４】：（１）电磁干扰源，指产生ＥＭＩ的组件、器件、设备分系统、系统和自然现象。电磁干扰源分为：自然干扰源和人为干扰源。主要包括大气层噪声、雷电、太阳异常电磁辐射及来自宇宙的电磁辐射噪声等。常见的人为干扰源包括元器件的固有噪声、电化学过程噪声、放电噪声、电磁感应噪声以及非线性开关过程噪声。（２）敏感设备，指对电磁干扰产生回应的设备。（３）耦合途径，指把能量从干扰源耦合（或传输）到敏感设备上，并使该设备产生响应的媒介。按耦合途径可把电磁干扰分为传导耦合和辐射耦合。传导耦合是指电磁噪声的能量在电路中以电压或电流的形式，通过金属导线或其他元件（如电容器、电感器、变压器等）耦合至被干扰设备（电路）。根据电磁噪声耦合特点，传导耦合分为直接传导耦合和公共阻抗耦合两种。辐射耦合是指电磁场的能量，以电磁场能量的形式，通过空间辐射传播，耦合到被干扰的设备（电路）。第一章绪论１．１．２ＥⅦ的危害和ＥＭＣ的必要性电磁干扰的危害首先表现在使设备不能正常运行上，包括通信系统传输数据错误、出现异常的停机和报警等，如使用大功率无绳电话、手机、家用游戏机等能发射电磁波的电子装置时，电视屏幕上会出现讨厌的明暗条纹、雪花、闪烁和抖动【５】ｏＥＭＩ危害最严重的例子是１９６７年６月发生在越南美军基地的一起事故。当时美军一艘军舰上的高功率雷达发射的射频能量，耦合到一台装在飞机上的导弹火箭的马达驱动器上，导致该马达启动，将导弹火箭点火，并触发了停在航空母舰飞行甲板上的其它导弹。这起爆炸事故造成１３４人丧生，引爆了２７枚导弹，造成了７２００亿美元的损失。电磁干扰对人体的损伤也是很大的。瑞典等北欧三国于１９９３年所作的联合调查指出：人类长期受到２ｍＧ（毫高斯）以上的电磁辐射影响，患白血病的机会是正常人的２．１倍，患脑肿瘤的机会是正常人的１．５倍，其他疾病的发病概率也明显增加。近年来，各国纷纷制定了自己的ＥＭＣ标准，来规范本国产品和进口产品的ＥＭＣ特性。国际无线电干扰特别委员会（ＣＩＳＰＲ）几十年来不断修正了各项ＥＭＣ国际标准，很多国家都在直接沿用这一标准。美国联邦通信委员会（ＦＣＣ）也对民用和军用产品制定了相应的ＥＭＣ标准。欧盟规定从１９９６年１月ｌ起，所有进入欧盟地区的电子产品均需通过ＥＭＣ检测，达不到要求的设备和产品，将被排斥在欧洲市场之外，对达标的产品必须用一个ＣＥ合格的标签确认。同时，我国在１９８３年颁布了首份ＥＭＣ国家标准ＧＢ３９０７．８３《工业无线电干扰基本测量方法》后，相继颁布了３０余项国家标准。我国的电子电工类产品的研制和生产受到《中华人民共和国标准化法》、《中华人民共和国质量法》、《中华人民共和国进出口商品检验法》等法律制约，我国规定从２００３年５月１日起凡列入国家强制性产品目录的产品，未通过国家ＥＭＣ标准的，不得出厂、进口和销售。众多实践经验表明，在电气电子新产品的设计阶段，电磁兼容性考虑的越早，问题越简单，解决问题所需要的成本也越低，否则越是到后面阶段，可用来抑制噪声、防止干扰的手段越少，为此所付出的代价也越高。因此，在产品的设计阶·段就要首先进行电磁兼容的测试和评估，以便尽量地节省成本和尽早通过各项ＥＭＣ的标准【６１。第一章绪论１．１．３开关电源ＥＭ特点开关电源和通信系统在ＥＭＩ上从本质来说没什么区别，但是，从应用角度看，电力电子系统的ＥＭＩ问题有它自身的特点【７】（８】：（１）相比通信系统，电力电子系统的控制器通常门限电压更高、尺寸更大，相对来说比较容易解决。但是，电力电子系统的噪声强度更大，开关电源功率变换部分的ｄｉ／ｄｔ、ｄＶ／ｄｔ都比较大，能分别达到１０３～雌、１０４Ｖ／归。相对通信系统而言，开关电源的电磁干扰源位置比较明确。（２）在电力电子系统中，主要的干扰源是功率变换部分和变压器（ＤＣ／ＤＣ）部分，尽管噪声频谱很宽，但是主要分布在低频段，且以共模干扰为主。（３）开关电源的功率变换部分和控制电路通常都安装在同一个箱体中，有时还要通过很长的电缆与负载相连，由此引发的干扰通常以传导干扰和近场辐射干扰为主。（４）开关电源的功率容量较高，导致其体积和重量都很大，这给ＥＭＣ的测量带来一定的困难。１．２开关电源ＥＭＣ研究现状开关电源ＥＭＩ是一门综合性的学科，涉及的学科包括器件物理、电路理论、电磁场理论、测试技术等，它所研究的课题也相当广泛。目前的研究主要集中在功率变流器的电磁干扰建模和干扰抑制技术的研究上。功率变换器的建模主要集中在传导ＥＭＩ建模，而关于辐射ＥＭＩ建模的研究工作还不多。为了实现功率变换器的电磁干扰优化设计，需要建立无源元件、功率半导体器件、ＰＣＢ板布线的ＥＭｌ高频模型，特别是能够提取这些元器件和ＰＣＢ板的寄生参数，然后建立ＥＭＩ的仿真模型，利用仿真结果对ＥＭＩ特性进行评估，将其结果作为优化设计的最后依据。针对这些方面，目前主要的研究为：（１）美国弗吉尼亚国家电力电子技术中心（ＶＰＥＣ）的米切儿？张、罗伯特·沃特逊等人用Ｉｎｃａ软件包和ＰｓＰｉｃｅ软件来进行分析印制导线寄生参数对电路噪声的影响。Ｉｎｃａ软件内部使用的是部分元等效方法，可以计算得到印制导线的寄生电感和导线电阻，将得到的参数代入ＰｓＰｉｃｅ软件，进行仿真和实验比较，他们对电源系统的电磁干扰问题进行了分析。（２）ＶＰＥＣ的代宁、李泽元使用Ａｎｓｏｆｔ软件提取变压器和印制导线的寄生阻抗、电感、电容等寄生参数，然后将这些寄生参数代入电路中，使用ＰｓＰｉｃｅ软件进行电路仿真，他们通过比较仿真结果，分析得到了对电路噪声问题影响最第一牵绪论重要的参数。和ｌｎｃａ软件不同，ＡｎｓｏＲ软件使用的是有限元算法（ＦＥＡ）进行寄生参数的提取和计算。（３）浙江大学的吴听、钱照明等采用ＥＭＣ扫描仪直接得到开关型变换器印刷电路板的表面电场干扰分布情况，这样在布线的时候就可以让敏感线路避开电磁场较强的区域，将它们放在干扰较弱的地方，从而减小干扰。进而他们根据干扰的情况，结合耦合系数，开发了辅助设计软件，初步解决了印刷电路板电磁兼容性的部分问题。袁义生等建立了通用的二极管，功率开关管等的传导电磁干扰模型并借助于高级仿真软件一Ｓａｂｅｒ软件的ＭＡＳＴ语言编写器件的仿真模型，实现高精度的传导干扰仿真１８Ｊ。针对开关电源的特点，除了运用常用的屏蔽、接地和滤波技术抑制电磁干扰以外，一些新的开关型变换器的干扰抑制方法也得到发展：浙江大学钱照明等人提出了系统动态节点和稳态节点平衡的思想，利用传导干扰反相抵消技术抑制共模电流；软开关技术能够降低开关损耗，减少开关应力，通过合适选择软开关电路能够减少ＥＭＩ的产生；Ｍａｈｄａｖｉ等人通过对多种ＰＷＭ、ＰＦＭ工作方式进行比较，得出新型的变频ＰＦＭ调制方式有助于减少传导ＥＭＩ的结论ｐＪ．ｉ１４Ｊ。１．３本论文完成的工作本论文在充分参考国内外文献的基础上，以全桥ＤＣ／ＤＣ变换器为例，分析了开关电源共模ＥＭＩ产生的机理和主要的抑制方法。具体的研究内容体现在以下几个方面：（１）针对开关电源ＥＭＣ的特点，分析了开关电源ＥＭＩ的产生机理，对电感电容和变压器等器件进行高频建模。并说明了开关电源主要的电磁干扰耦合和常用抑制方法。（２）结合全桥开关型变换器的工作原理，分析了其电磁干扰的特点及软硬开关技术对共模噪声的影响。以ＵＣ３８７５为核心，设计了移相全桥ＺＶＳ的参数，并在Ｓａｂｅｒ软件下进行仿真，然后对软硬开关的ＥＭＩ进行了分析比较。（３）对全桥变换器的主要器件进行ＥＭＩ建模，设计了新型的有源与无源相结合的混合滤波器对共模噪声进行抑制，并利用ｓａｂｅｒ软件进行仿真，和相同滤波效果的无源滤波器进行比较，验证了该滤波器在体积和重量上的优越性。第二靠开关电源ＥＭＩ干扰分析第二章开关电源ＥＭＩ干扰分析２．１电磁干扰的基本概念要研究开关电源的干扰机理，首先要了解电磁干扰的一些基本概念。２．Ｌ１差模干扰和共模干扰按照干扰信号对电路作用形式的不同，可将开关电源的干扰分为共模干扰和差模干扰两种。电源线上的任何传导干扰信号，也都可以表示成共模干扰和差模干扰两种方式。共模干扰是指由电源的相线与地线所构成回路中的干扰。差模干扰是指电源的相线和相线所构成的回路中的干扰。共模干扰和差模干扰对应的干扰电流分别是共模干扰电流和差模干扰电流。共模干扰电流在电源的相线与地线形成的回路中流动，在导线上的幅度和相位相同。差模干扰电流在电源线的相线和相线之间流动。如图２．１所示：ＬＮＧＬＩＳＮｋｌｃＭＩｃＭ．ＳＭＰＳ图２．１共模、差模干扰通路开关电源工作时，在电源线上既会产生共模干扰也会产生差模干扰。开关型变换器中的差模干扰主要是由回路中的开关动作产生，其大小与直流侧滤波电容的寄生参数有很大关系。共模干扰与电流相关，其大小与电路的杂散参数有关，因此很大程度上受电路中各元器件的大小、形状和位置的影响ｌ引。２．１．２开关电源电磁干扰干扰源和耦合通路（１）输入整流电路的电磁干扰在输入电路中，整流桥四个整流管只有在脉动电压超过输入滤波电容上的电压上时才能导通，电流才从市电电源输入，并对滤波电容充电。一旦滤波电容上的电压高于市电电源的瞬时电压，整流管便截止。所以，输入电路的电流是脉冲第二章开关电源ＥＭＩ干扰分析性质的，并且有着丰富的高次谐波电流。这是因为整流电路的非线性特性，整流桥交流侧的电流严重失真。忽略换流过程和电流脉动的影响，整流电路交流侧输入电流‘的第ｎ次谐波电流的幅值乙可表示为ｋ＝‘。／疗，式中：，ｌ＝２斛Ｊ（ｋ＿ｌ，２，３…）；‘。为基波电流幅值，于是交流侧电流ｆ。可表示为：Ｈ－扣ｍ褂扣３卅扣５卅…．）砜墨扣删生传导干扰和辐射干扰，危害电网安全。（２）开关电路（２－１）而直流侧的谐波次数是ｎ倍于交流侧。所以整流电路直流侧高次谐波电流不仅使电路产生畸变功率，增加电路的无功功率，而且高频谐波会沿着传输线路产开关管负载为高频变压器初级线圈，是感性负载。在开关管导通瞬间，初级线圈产生很大的浪涌电流，并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压；在开关管断开瞬间，由于初级线圈的漏磁通，致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈，储藏在电感中的这部分能量将和集电极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减震荡，叠加在关断电压上，形成关断电压尖峰。如果尖峰有足够大的幅度，那么很有可能将开关管击穿。（３）高频变压器初次级之间分布电容引起的共模传导干扰高频电压器是开关电源中实现能量储存、隔离、输出、电压变换的重要部件，可惜的是它的漏电感和分布电容对电路的电磁兼容性能带来不可忽略的影响。漏感的影响在开关电路的电磁干扰问题上已经讨论。共模干扰是一种相对大地的干扰，所以不会通过变压器“电生磁和磁生电”的机理来传递，而必须通过变压器绕组间的耦合电容来传递。而在开关电源的高频变压器初次级之间存在着分布电容也是不争的事实。用一个装置电容（装置对地的分布电容）来与整个开关电源等效，就得到了如图２．２所示的干扰通道。ＣＤ８（ｚ）Ｉ一卜］图２．２高频变压器初次级之间的共模干扰通道共模干扰通过变压器的耦合电容，经过装置电容再返回大地，就得到一个由变压器耦合电容与装置构成的分压器。共模电压就按照分压器中电容量的大小６第二章开关电源ＥＭＴ干扰分析来分压，分到的电压为：岛＝华，，７（２．２）么式中：Ｚ为绕组间的耦合电抗；Ｚ２为负载对地的等效阻抗；晶为初级干扰（共模电压）；ｅ，为次级干扰（共模电压）。脉冲变压器初级线圈，开关管和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射，形成辐射骚扰。（４）副边二极管反向浪涌电流干扰开关电源工作时，副边整流电路的高速恢复二极管也处于高频通断状态。由高频变压器次级线圈、整流二极管和滤波电容也构成了高频开关电流的环路。因此，同样有可能对空间形成电磁辐射。当二极管正向导通时，在Ｐ区和Ｎ区分别有少数载流子电子和空穴导电，当突然加反向电压时，储存电荷在反向电场作用下被复合，形成反向恢复电流，尽管电流非常小，但是这个转变过程非常短暂，因此，ｄｉ／ｄｔ相当可观，就会在副边整流电路中形成高频衰减振荡。它会对外界形成差模辐射，甚至导致整流二极管被击穿【１５】。２．１．３线性阻抗稳定系统实际的电路中，传导干扰是通过线性阻抗稳定系统ＬＩＳＮ来测量的。ＬＩＳＮ（１ｉｎｅＩｍｐｅｄａｎｃｅＳｔａｂｉｌｉｚｉｎｇＮｅＭｏｒｋ）是ＣＩＳＰＲ规定的线性阻抗稳定网络。因为对于５０Ｈｚ工频信号ＬＩＳＮ的电感表现为低阻抗，电容表现为高阻抗，所以对工频信号ＬＩＳＮ基本不衰减，电源可以经ＬＩＳＮ输送到开关型变换器。而对于高频噪声，ＬＩＳＮ的电感表现为高阻抗，电容可以视为短路，所以ＬＩＳＮ阻止了高频噪声在待测设备和电网之间的传送，因此，ＬｌＳＮ起到了为共模和差模干扰电流在所需测量的频段（典型值为１５０ｌｍｚ．３０Ｍ｝ｌｚ）提供一个固定阻抗（５０Ｑ）的作用。网络拓扑如图２．３所示１１６Ｊ。ＶＲｌ图２—３ＬＩＳＮ电路拓扑７图２．４共模和差模电流通路第二章开关电源ＥＭＩ干扰分析虽然ＣＩＳＰＲ规定的ＬＩＳＮ是针对５０／６０Ｈｚ电网的，但是也同样适用于直流供电设备的ＥＭＩ测量。共模和差模干扰通路如图２．４所示。由图２＿４可以看出，％。＝‰＋‰和电压之差的一半。即％：＝‰一‰（２—３）所以，共模和差模噪声电压可以分别取自两套ＬＩＳＮ电阻上电压之和的一半‰＝（％。＋％：）／２‰＝（％。一％：）／２２．２元器件的高频模型（２－４）在研究开关电源的共模干扰时，所使用的元件都不是理想的元件，它们的高频寄生参数对共模干扰的影响很大。下面就分别介绍一下其高频等效模型。２．２．１无源器件的高频模型实际电容器的高频等效模型如图２．５所示［１刀【１８】【１９】。它是由电容、等效串联电感（ＥＳＬ）和等效串联电阻（ＥＳＲ）构成的串联网络。电感分量是由引线和电容结构决定的，电阻是介质材料固有的，电感分量是影响电容频率特性的主要指标。—ｍ一卜—ｎ丫忆ＥＳＲＣＥＳＬ图２．５电容高频等效模型高频时电容的阻抗为ｚ：．徊．觑＋？＝＋嬲足，∞【一（２．５）高频时，电容的寄生电阻与寄生电感产生的阻抗相比很小，可以忽略不计。式２．５变为Ｚ≈ｊ∞．ＥＳＬ＋—！：，缈【一（２．６）当∞＞１—二时，上式为一ＥｓＬ·ＣＺ≈徊·蹴容器的频率特性如图２．６所示。当厂＝．ｆ＝—１兰—一２７ｃ—ＥＳＬ。Ｃ（２—７）在该频段，其主要作用的是寄生电感参数。电容所起的作用相当于电感。电时会发生串联谐振。当工作频率高于谐振频率Ｚ时，电容器呈感性而失效，电容器的有效工作频率范围在谐振频率之下。第二章开关电源ＥＭＩ干扰分析图２．６电容的频率特性电容的谐振频率由Ｃ和ＥＳＬ共同决定。电容值或等效串联电感值越大，则谐振频率越低，电容的高频滤波效果越差。电容值越大对低频干扰的旁路效果虽然好，但由于电容在较低的频率发生谐振，阻抗开始随频率的升高而增加，因此对高频噪声的旁路效果差。等效串联电感除了与电容器的种类有关，电容的引线长度也是一个重要参数，引线越长，则ＥＳＬ越大，电容的谐振频率越低。电磁兼容设计中使用的电容要求谐振频率尽量高，这样才能在较宽的频率范围内起到有效的滤波作用。提高谐振频率的方法有两个：一是尽量缩短引线的长度，另一个是选用电感较小的种类。陶瓷电容由于自谐振频率比较高，因而是最理想的一种电容。实际使用的电感也是非理想的电感，除了电感参数以外，还有寄生电容和寄生电阻。其中寄生电容的影响最大。实际电感的高频等效模型如图２．７所示【１７】【１８】【１９】，它是由电感和寄生电容构成的并联网络和电感的固有电阻组成的。ＥＳＣ图２．７电感的等效模型高频时电感的阻抗为ｚ；懿Ｒ＋———兰Ｌ１一国２·历Ｃ·三（２－８）当频率很高时，式２．８变为’弘勰一篇＝勰一志国‘·丘３【一·厶Ｃ口·厶６【一（２－９）ＥＳＲ一般很小，在高频时可以忽略。式２．９变为ｚ一志实际电感的频率特性如图２－８所示。当／＝ｚ２荔赢时，电路会发生（２－１ｏ）第二章开关电源ＥＭＩ干扰分析并联谐振。当工作频率高于谐振频率Ｚ时，电感相当于低频时的电容。电感的有效工作频率范围在谐振频率之下。厄Ｉ加图２．８电感的频率特性要拓宽电感的工作频率范围，关键的是减小寄生电容。电感的寄生电容与匝数、磁芯材料、线圈的绕法等因素有关。绕制电感时尽量使线圈为单层，并使输入输出远离。当线圈的匝数较多，必须多层绕制时，要向一个方向绕，边绕边重叠，不要绕完一层后再往回绕。或者在一个磁芯上将线圈分段绕制，这样每段的电容较小，并且总的电容是两段上的寄生电容的串联，总容量比每段的寄生容量小。２．２．２变压器的高频建模变压器的高频模型如图２．９所剩２０１。其中，Ｌｒ为变压器的初级漏感，Ｒ为等效电阻，Ｌｍ为励磁电感。在模型中含有三种集总电容，包括初级绕组电容ＣＰ，次级绕组杂散电容Ｃｓｌ、Ｃｓ２，初级和次级绕组间的杂散电容ＣＰｓ。其中ＣＰｓ反映了变压器内初级和次级内部存储的电场能量，代表了变压器初级和次级的电场耦合能力，是影响共模电流大小的重要因素之一，是电磁干扰分析中的关键参数。图２—９变压器的等效模型ｌＯ第二章开关电源ＥＭＩ干扰分析２．２．３开关器件的高频模型ＩＧＢＴ中存在多种寄生参数，它们在ＥＭＩ的产生中起着很大的作用。但是，对这些寄生参数建模存在着很大的挑战：（１）寄生参数通常都难以识别；（２）寄生电感和寄生电容通常都很小，用普通的分析仪器难以测量；（３）由封装引起的寄生参数无法预测。虽然提出了很多不同的建模方法，如３Ｄ有限元法和部分元等效电路法等，但是，这些方法都是用于数学运算或仿真，因此存在一些限制。在此基础上，本文所应用的是基于ＴＤＲ测量方法的ＩＧＢＴ模型，其等效电路如图２．１０所示【２１】。ＣＨｅａｔＳｉｎｋＣ图２．１０ＩＧＢＴ杂散参数等效模型其中，最主要的寄生参数是图中所示的存在于封装中每个ｌＧＢＴ和接地金属板之间的杂散电容。考虑结构可靠，散热器通常与机壳用螺钉连接在一起。由于安全原因，设备外壳一般都要接大地。为了使ｌＧＢＴ热阻很小，ＩＧＢＴ的集电极、发射极与金属外壳之间只有一个很薄的绝缘层，ＩＧＢＴ的金属外壳与散热器紧紧地贴在一起，且需要涂上导热硅脂，这就使得桥臂中点对地存在一个很大的寄生电容２８０ｐ。２．３本章小结本章介绍了开关电源中电磁干扰差模干扰和共模干扰的分类及其测量电路ＬＩＳＮ，并对元器件的高频时的干扰模型进行了分析。第三章软开关技术对共模干扰的影响第三章软开关技术对共模干扰的影响３．１软开关技术３．１．１软开关技术的基本概念软开关是在硬开关基础上发展起来的一种基于谐振技术或利用控制技术实现的在零电压／零电流状态下开通／关断的先进开关技术。在现代开关电源小型化、绿色化、轻量化的趋势下，软开关技术能降低开关损耗和开关噪声，提高开关效率。３．１．２软开关和硬开关的区别在常规的开关电源ＰＷＭ控制器中，电力电子开关器件是在大电压或大电流的条件下，在门极的控制下开通或关断的，属于强迫开关，这就是硬开关电路。在硬开关过程中，电压和电流均不为零，出现了重叠，并且波形有明显的过冲，导致了开关噪声。硬开关开通关断过程如图３－１所示。群火ｆ八—Ｌｆｒ黼。【川。Ｌ图３．１硬开关电路开关过程示意图软开关的开通和关断过程中，电压和电流始终有一个量为零，消除了电压和电流的重叠，降低了开关噪声。电路开关过程如图３—２所示。ｚ，－呈Ｌ、＼／／，，，ｒ＼ｆ’ｆｉｆｆ图３．２软开关电路开关过程示意图第三章软开关技术对共模干扰的影响理论上由于开关器件是在零电压／电流条件下实现开聊关断的，因此采用软开关技术可使电流、电压上升、下降沿变缓，应当比硬开关变流器具有更低的电磁干扰水平。文献［２２】对这个问题进行了较为仔细的分析，文献［１２］分别研究了具有相同功率等级和类似设计的Ｂｕｃｋ、Ｂｏｏｓｔ、Ｆｌｙｂａｃｋ软、硬开关电路的ＥＭＩ性能，认为软开关方式能显著减小传导和辐射ＥＭＩ发射。文献［１３】考察了软硬开关方式的逆变器，发现低频范围内软开关方式的传导ＥＭＩ并没有明显减小，仅在高频段有所改善。实际上，笼统地讲软开关技术可以减小传导和辐射ＥＭＩ是片面的，因为目前提出的绝大多数无源或有源软开关技术均是引入了辅助电路（通常是电感和电容组成的谐振电路）来保证主电路功率器件实现软开关，有些先进的拓扑辅助电路中的功率器件也能实现软开关，但是为了实现软开关而引入的辅助电路中谐振电流环路所带来的附加ＥＭＩ电平的影响，使得变流器总体的ＥＭＩ电平可能不一定比电路简单的硬开关交流器低。３．１．３软开关的分类（１）根据开关开通和关断时电压电流状态，分为零电压电路和零电流电路两大类。（２）根据软开关技术发展的历程可以将软开关电路分成准谐振电路、零开关ＰＷＭ电路和零转换ＰＷＭ电路。（３）每一种软开关电路都可以用于降压型、升压型等不同电路，可以从基本的开关单元推导出具体电路【２引。ＳＬＦ一‘厂（ａ）基本开关单元Ｌ：…羽（ｂ）降压斩波器中的基本开关单元（ｃ）升压斩波器中的基本单元（ｄ）升降压斩波器中的基本单元图３．３基本开关单元的概念第三章软开关技术对共模干扰的影响３．２移相全桥ＺＶＳ变换器的工作原理移相全桥软开关电路由于把ＰＷＭ控制技术与软开关技术结合在一起，在中大功率变换器中应用非常广泛。本文以移相全桥ＺＶＳ变换器为例来说明，软开关技术对共模干扰的影响。移相全桥ＺｖＳ开关变换器如图３．４所示ｆ２４】ｆ２５１。叫＜ｕ２【＝ＶＤｌ珀ｌ：【≮与２【型＝Ｃ２ＶＤ２一－二≤＝一Ｃ：ＶＤ３ｖＴ，ｌ暑“：凸Ｑ｝９王ＶＤＲ２＝＝Ｃ４【ＶＤ４ｒ一，、’ｒｎ一＿溉．厶ｃ，上｛图３．４移相全桥ＺＶＳ电路原理其中，Ｕｊ是输入整流电路输出的直流电压；ＲＬ代表负载电阻。ＶＴｌ和ＶＴ３组成超前桥臂，ＶＴ２和ＶＴ４组成滞后桥臂。ＶＤｌ、ｖＤ２、ＶＤ３、ＶＤ４分别为ＶＴｌ、ＶＴ２、ＶＴ３、ＶＴ４的反并联二极管，Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４分别为ＶＴｌ、ＶＴ２、ＶＴ３、ＶＴ４的并联电容。Ｌｒ是高频变压器的漏感，Ｃｂ为隔直电容。ＩＧＢＴ的开关采用移相控制，也即两个桥臂上同～时间工作的两个开关管的导通角相差一个相位（移相角）。在电路工作期间，除死区时间和移相角以外，其余时间电路中总有两个开关同时导通，此时全桥变换器输出能量。改变移相角即可改变共同导通的时间，从而改变输出的能量，调节输出电流。下面对移相全桥软开关变换器的工作原理进行具体分析。３．２．１移相全桥ＺＶＳ原理在分析软开关原理之前，先作如下假设：（１）所有开关管、二极管均为理想元件；（２）所有电感、电容和变压器均为理想元件；（３）Ｃ１２Ｃ３２Ｃｌｄ，Ｃ２＝Ｃ４２Ｃｌｇ（４）Ｌｆ＞＞Ｌｒ／ｎ２，ｎ是变压器初、次级匝数比。第三章软开关技术对共模平扰的影响ⅥｌＩ移相角口Ｉ死留ＩｋＩｆ喝喝阿ｆ∽口■Ｐ－．ｆ叫＋—死区时问Ｍｆ丫ｕ＼／／』。＼１＼’～ｌ＼／ｆ，ｆｏｌｆ’弋ＩＵ幻ｋｔ２“斤１３‘ｆＬ，０“／产。—Ｌｎ．ｆ＼Ｌ搦搦囫＿一讶ｌ（占空比丢失）图３．５移相全桥软开关工作原理波形在一个开关周期中，移相全桥ＺＶＳ变换器有十二种开关模态，如图３．５所示。下面以正半周期为例来阐述其工作原理，共分六种开关模式，分述如下：（１）开关模式ｌ【ｔｏ￣ｔｌ】：在ｔｏ￣ｔ１时间内，原边电流ｉ。流经ＶＴｌ，变压器原边绕组，谐振电感Ｌｒ，隔直电容Ｃｂ，通过ＶＴ４流入地线。副边ＶＤＲｌ导通，ＶＤＲ２截止，原边给负载供电。在此期间，全桥左臂支路中点电压ＵＡ＝Ｅｃ，右臂中点电压ＵＢ＝０，两臂之间电压ＵＡＢ＝Ｕｉ，它加在主功率变压器原边绕组（包括谐振电感Ｌｒ）两端。ｔｌ时刻原边电流从起始值１１线形增大到最大峰值ＩＰ：‘；‘＝厶＋芝｝；署参（‘一ｆ０）大，则易缓慢升高，上式简化为（３·１）其中，甩屯ｒ是副边输出滤波电感折算到原边的电感量，通常，电感折算值很第三章软开关技术对共模干扰的影响‘：‘＋掣（‘一％）１ｌ（３．２）Ｌｆ（２）开关模式２【ｔ１￣ｔ２】：此模式在死区时间出。内，ｔ１时刻关断ＶＴｌ，Ｃ１的存在使ＶＴｌ为零电压关断。由于谐振电感Ｌｒ和滤波电感Ｌｆ是串联的，等效电感很大，原边电流衰减很小，可以认为ｉｐ近似不变，近似一个恒流源，此时Ｃ１充电，Ｃ３被放电，他们与等效电感（Ｌｒ＋ｎ２Ｌｆ）串联谐振，左臂中点电压ＵＡ迅速降低。在这个时段里，电容Ｃｌ的电压从零开始线性上升，电容Ｃ３的电压从Ｕｉ开始线型下降。并联电容Ｃｌ、Ｃ３的谐振电压变化式为：屺（ｆ）＝舌ｆ“ｃ３（ｆ）＝∽一吾ｆｚＬ３（３．３）当Ｃ３放电完成，ＶＴ３的反并联二极管ｖＤ３导通，将ＶＴ３两端电压钳位在零点，电流通过ＶＤ３续流。为了保证电容电压ｕｃ３在死区时间△ｔ。内衰减到零，让紧接的ｔ２时刻ＶＴ３顺利实现ＺＶＳ，完成ＶＴｌ到ｖＴ３的顺利换流，超前臂死区时间△ｔ。的选择应满足如下条件：△ｆ，≥丝丛ｉＰ（３．４）（３）开关模式３［ｔ２￣ｔ３】：ＶＤ３导通后，ｔ２时刻开通ＶＴ３，则ＶＴ３为零电压开通。虽然此时ＶＴ３开通，但并没有电流流过，电流仍由ＶＤ３续流，并不断衰减，在ｔ３的时候降到１２。原边电流表达式为：ｆ。（ｆ）：丝刀（３－５）（４）开关模式４【ｔ３吨］：在ｔ３时刻，ＶＴ４关断，ｉＤ仍按原方向对Ｃ４充电，同时抽走Ｃ２中的电荷，ＶＴ４电压不能突变，为零电压关断。Ｃ４的充电电压Ｕｃ４迅速由零变为正极性，使滞后臂中点电压ＵＢ由零变为正值，ＵＡＢ变为负极性，并很快变为Ｕｉ。副边整流二极管受正向偏置开始导通，但电流不能突变为零，电流仍流过ＶＤＲｌ。此时，副边ＶＤＲｌ、ＶＤＲ２同时导通，变压器副边绕组短接，副边电压为零，原边电压也为零，电压完全施加在小电感Ｌｒ上。原边电流和滞后臂谐振电容变化关系为：。刮２∞洌ｐ２丽１（３－６）１６第三章软开关技术对共模干扰的影响吣Ｖ２ｓｉ嘲＝压（３．７）Ｕｃ２＝ｑ—ｚＪｐ，２ｓｉｎ国ｆ（３．８）开关模式４的导通时间为：厶。；三ｓｉｎ一－旦岛－４＝一ｓｌｎ（３．９）（３‘９）∞１音厶Ｊ口』２（５）开关模式５［ｔ４￣ｔ５】：ｔ４时刻因Ｃ２、Ｃ４与Ｌｒ串联谐振，Ｃ４两端电压Ｕｃ４迅速升到电源电压Ｕｉ，使网在全桥电路上的功耗，称ｔ４￣ｔ５为“电感储能送回电网期”。ｒ厂ｆＰ（ｆ）＝‘（岛）一手（ｆ一‘）Ｌｒ（３．１０）到ｔ５时刻原边电流从Ｉ。下降到零，二极管ＶＤ２和ＶＤ３自然关断，ＶＴ２和ＶＴ３ｆｔ一５２厶‘（岛）／∽（３．１１）（６）开关模式６【ｔ５吨】：在ｔ４时刻，原边电流由正方向过零，并且向负方向增加，流经ＶＴ２和ＶＴ３由于原边电流仍不足以提供负载电流，负载电流仍由两个整流二极管提供回路，因此原边绕组电压仍然为零，加在谐振电感两端电压是电源电压Ｕｉ，原边电流‘反向线性增加，为：矿ｆ，（ｆ）＝一｝＠一ｆ。）Ｌｒ（３．１２）在ｔ６时增大到最大值．Ｉｌ，此时，整流二极管ＶＤＲｌ关断，ＶＤＲ２流过全部负载电流。开关模式６持续时间为：２５。６５ＴＬｒＩ耳Ｑ０｝ｎ（３．１３）从以上的过程可以看出，移相全桥ＺＶＳ是通过变压器的漏感和副边折算电电路，变压器的漏感通常较大。而由第二章可知，变压器的高频模型中初次级之间的耦合电容为共模电流提供了通路，这样，谐振电感中储存的能量就会通过耦降低开关过程中的ｄｖ／ｄｔ，但是通过漏感和谐振电感带来的一些新的干扰问题，１７ＶＤ２导通续流，把ＶＴ２两端电压钳在零电平，此时开通ＶＴ２，为零电压导通。虽然ＶＴ２导通，但并不流过电流，电流仍从ＶＤ２流过，返回到电源Ｕｊ，补偿了电将流过电流。开关模式５的时间为：感组成的谐振电感与开关管的谐振电容来实现的。实现ＺＶＳ时，相对于硬开关合电容产生共模电流。同时，ＺＶＳ状态下，由于开关管的开关应力较小，其开通和关断的时间相应减小，导致了共模耦合电流的增大。因此，虽然软开关可以使软开关状态下的电磁干扰更加复杂。第三章软开关技术对共模干扰的影响３．３全桥变换器的共模干扰分析全桥变换器的共模电流路径有两条：一条是流向全桥变换器的输入侧，共模电流从散热器流向参考地，通过测量所用的阻抗稳定网络（ＬＩｓＮ）或者穿心电容回到直流侧，再通过直流输入线回到全桥变换器。当全桥变换器不处在测量状态，而是直流输入线直接连到变换器时，共模电流通过直流电源的对地电容，流向变换器。一般来说，直流电源的对地电容比开关管对地的寄生电容要大得多，对共模电流回路的影响可以忽略，这与直流输入侧接１０似，只是给共模电流提供通道。共模电流的另一个路径是流向输出侧，大多数负载并不能完全与参考地绝缘，尤其是电机类负载，必须要把电机底座与参考地相连，电机定子绕组对电机外壳有较大的寄生电容。同时，高频变压器的原边和副边间的寄生电容为共模干扰流向负载提供了通路。共模电流的路径如图３．６所示，图中虚线回路所示的共模电流１就是前面所述的朝向输入侧的共模电流路径，共模电流２就是朝向输出侧的共模电流路径。ｕＦ的穿心电容的效果类图３．６共模电流路径一（ｖＴ．ＵＡ＝Ｃ”＝Ｃ—ＪＩＶＤｌ：ｑ—ｒ’Ｉ▲ＶＴ，』【Ⅵ）２。－㈠＾。一～一Ｆ飞．‰｝ｃ汀ｃｂＦ上临：，Ｌ，Ｇ＝｛ＶＴ、＝Ｃ丹Ｊ叫（ｃ￡１．【Ⅵ）３飞＝已毫（ＪｌＶＤ４ｃＬ２＝巳图３．７考虑寄生电容的全桥变换器等效电路图为了便于分析，全桥变换器的高频等效电路如图３·７所示。其中，ＣＬ＋、ＣＬ分别为ＬｌＳＮ中对地的０．１ｐＦ电容，ＣＬ为负载机壳对地的分布电容。第三章软开关技术对共模干扰的影响下面我们以ＶＴｌ和ＶＴ４关断时为例来具体说明一下全桥变换器中的共模干扰通道。ＶＴｌ和ＶＴ４导通时，Ａ点的电压为Ｕ。，Ｂ点电压为０。ｔｌ时刻ＶＴｌ关断时，ＶＤ３导通续流，Ａ点电位逐渐下降到零，桥臂中点Ａ与地间寄生电容ＣＰｌ放电，共模干扰通道如图３．８所示。＿一＿一叫ｋｉ～名ｂｃ，叫Ｆ’ｌ▲“一·◆一；、叮，■一一—１ｃｉ．＝Ｃ—：了：三ｋ一皇隔；…娥．一，Ｆ飞＆虹Ｆ上：面≥Ｃｃ；？ｒ‘ｂ☆ｃ，当｛▲－＝％Ｉ●叫（飞一一：－一ｒ，＝巳ｖ己、矗４－－ＶＤ４“．＝＿Ｊ一．。一：－一ｒ：图３—８ＶＴＪ关断时，全桥变换器共模干扰通道ＶＴ４关断时，Ｃ２放电，Ｃ４充电，滞后桥臂中点Ｂ与地间的寄生电容ＣＰ２充电，共模干扰如图３．９所示。“●≮．＜】【ＶＤｌ＝ｃ１一ｒ。ｋ』【ｂＶＤ２～一量一尺：ｌ］｛。”ｌ！一．．Ｌ，ｃ，＝％ｃＩｒ－一一＝Ｃ一、下ｔ巴Ｃ俺．！一＃一二笔由｝ｃ片理产＝ｏｒ上ｉ喵：，Ｆ岛Ｔ：叫（ｃ￡．一·２【ＶＤ３他：＋毫（Ｊ【ｃＬ。Ｌ：．四Ｌ．Ｐ｝１图３．９ＶＴ４关断时，全桥变换器的共模干扰通道由从上面分析可得出，ＶＴｌ，ＶＴ４关断时刻的不～致时，桥臂中点Ａ和Ｂ对地产生的共模电流在时间上不能精确抵消，在直流输入侧存在共模干扰。同理，可得ＶＴｌ，ＶＴ４不同时开通时，也会在直流输入侧产生共模干扰。如果ＶＴｌ，ＶＴ４同时开通和关断，则流过ＬＩＳＮ的共模电流就能够相互抵消。但由于开关器件做工的细微差异和控制电路的触发延迟等因素，往往导通时刻有细微差异，导致共模电流不能抵消，在某些情况下更为严重。在ＺＶＳ实现时，ＶＴｌ和ＶＴ４不是同时开通和关断的，之间相差一个移相角ａ，这就导致由ｌＧＢＴ的对地电容ＣＰｌ、ＣＰ２引起的共模电流不能抵消，进一步加大了全桥变换器的电磁干扰。仿真证明，全桥ＺＶｓ条件下在某些频段共模干扰比１９第三章软开关技术对共模干扰的影响硬开关条件下的共模干扰还要稍大一些（见第六章）。３．４本章小结本章介绍了软开关的概念、分类，分析了移相全桥ＺＶＳ的工作原理，说明了ｚｖＳ对共模ＥＭｌ的影响，并且对移相全桥ＺＶＳ的共模干扰通道进行了分析。２０第四章有源和无源结合的混合ＥＭＩ滤波器第四章有源和无源结合的混合ＥＭＩ滤波器从电磁兼容的三要素讲，要解决开关电源的电磁干扰问题，可从以下三方面入手：（１）减小干扰源产生的干扰信号；（２）切断干扰信号的传播途径；（３）增强受干扰体的抗干扰能力。为此，抑制开关电源电磁干扰的主要方法有：电路改进、ＥＭＩ滤波、元器件的选择、屏蔽、良好接地、印制电路板（ＰｒｉｎｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔＢｏａｒｄ，ＰｃＢ）抗干扰设计等。其中，减小开关电源本身的电磁干扰是抑制开关电源干扰的根本。在开关电源电路结构确定的情况下，设计合适的ＥＭＩ滤波器能有效减少开关电源中的电磁干扰。４．１ＥＭ滤波器概念４．１．１插入损耗对于ＥＭＩ滤波器，衡量其滤波效果的好坏，主要通过滤波器的插入损耗（ＩｎｓｅｒｔｉｏｎＬｏｓｓ．ＩＬ）而不是电压衰减来描述的。插入损耗和电压衰减不同，它不是转移函数。一个滤波器可以用一个四端网络来表示，如图４．１（ａ）所示。为计算滤波器的插入损耗，未接滤波器时的参考电路如图４．１（ｂ）所示。噪声源负载咀一一噪声源广叫ｕＺｇ滤波酋膏典（ａ）滤波器等效电路负载一一一卜一一寸一冬Ｉｌ㈧Ｉ．如（ｂ）参考电路图４．１ＥＭＩ滤波器插入损耗示意图一扛一一一第四章有源和无源结合的混合ＥＭＩ滤波器在分析和设计滤波器时，为了方便起见，经常采用参数Ａｉｉ来对四端网络特性进行描述，即配＝４。ｕ２—４：之五＝４，％一４ｚ厶在图４．１（ａ）中，从滤波器噪声源侧看入的入端阻抗Ｚｌｉ为（４．１）ｚｌｉ＝—生—当ｚｌ，：生±垒＆（４．２）（４—２）儿１－ｒＡＩ厶一４：＋４。乞从滤波器的负载侧看，其输入阻抗Ｚ２，为ｚ户垒２丝！互．“（４．３）４２＋４ｌｚ‘则滤波器的插入损耗定义为见＝ｌｏｌｇ（苦）２（４－４）其中，Ｐ１是不接滤波器时，从噪声源传送到负载上的功率；Ｐ２是接滤波器时，从噪声源传送到负载上的功率；通过计算可以得到：尼：１０１２鱼！圣±鱼立垒！圣圣±叁圣（４．５）Ｚ２＋ＺＬ４．１．２Ｅ加滤波器的分类ＥＭＩ滤波器中，最常用的是无源ＥＭＩ滤波器，常见的无源滤波器的基本电路如图４．２所示。Ｌ＝王王二一ＬＬ（ｂ）ＣＬ型Ｌ（ｃ）兀型ＬＬ∞∞（ｄ）Ｔ型型■一（ｅ）多级滤波器图４．２无源滤波器的基本单元电路近年来，出现了多种的有源ＥＭＩ滤波器拓扑‘２＆３¨，其基本思想是通过测量电路将噪声信号采样，经放大和反相电路，产生大小相等方向相反的补偿信号，和噪声信号相抵消。总体来说，有源ＥＭＩ滤波器主要分为两种类型：串联型和并联型。如图４．３所示。第四章有源和无源结合的混合ＥＭＩ滤波器（ａ）并联型（ｂ）串联型图４．３有源滤波器的基本结构在并联型有源滤波器中，有源部分等效为一个受控电流源，根据测量到的噪声电压或噪声电流，补偿电流为‘＝一ｆ，；在串联型有源滤波器中，有源部分等效为一个电压源，补偿电压为ｕ＝ｖ，。这样，通过负载的信号只有信号源的信号，从而消除了ＥＭＩ对负载的影响。无源和有源滤波器有其各自的优缺点。无源滤波器因为没有耗能元件，因此在理论上其效率为１００％，且无源滤波器的设计相对简单，高频性能好，目前广泛应用于对精度要求不高的领域。但为了尽量将截止频率减小，无源滤波器往往做得很大，在体积和重量上不占优势，且动态性能较差。有源滤波器很好的弥补了这个缺点，但是因为其中应用的测量和放大器件的限制，其功率容量较小。４．１．３阻抗匹配除了滤波器的插入损耗外，ＥＭＩ滤波器的滤波效果还由噪声源阻抗Ｚｇ和负载阻抗ＺＬ决定。如图４－４所示的电路中，ＺＬ为纯电阻负载ＲＬ，设ＬＣ滤波器的图４．４单级ＬＣ滤波器示意图固有频率为‰＝去，这时，滤波器的插入损耗为％删ｇ（争２０ｌｇ（》（４．６）如果考虑到噪声源阻抗乙的影响，设在正常工作状态时插入损耗为４０ｄＢ，在极端的情况下，如乙＞＞国三，互“击时，Ｌ和ｃ均可忽略不计，这时的插第四章有源和无源结合的混合ＥＭｌ滤波器入损耗可变为％≈表，若乙“互，贝｜Ｊ，％：ｏ挑可见，知道源阻抗和负载阻抗及它们的大小，对选择合适的ＥＭＩ滤波器是十分重要的。对于图４．２中的无源滤波器电路，ＬＣ型适用于低的源阻抗和高的负载阻抗，ＣＬ滤波器适用于低的源阻抗和高的负载阻抗，Ｔ型滤波器适用于低的源阻抗和低的负载阻抗，７ｃ型滤波器适用于低的源阻抗和高的负载阻抗。４．２混合Ｅ加滤波器设计结合有源和无源ＥＭＩ滤波器的特点，本文采用将有源和无源滤波器相结合的方法，来弥补两种滤波器的不足，在保证有较大的插入损耗的前提下，使滤波器的体积和重量尽量减小。在本文中，噪声信号首先通过无源滤波器进行衰减，将衰减后的噪声控制在有源滤波器的容量范围以内，然后利用有源滤波器的反相抵消技术，将噪声信号滤除。本文选用常用的ＬＣ滤波器作为无源部分，则混合滤波器的电路模型如图４—５所示。Ｚ１图４．５混合滤波器电路模型图中，Ａ为有源滤波器部分，Ｚ，为无源滤波器相对于噪声源的高阻抗（通常为电感），Ｚ２为无源滤波器中相对于噪声源的低阻抗（通常为电容）。由前面插入损耗的定义可得，混合滤波器的插入损耗为：电压补偿：电流补偿：肚川ｇｔ彘”糍雌枷…吣ｒ寿，糍圳，（４．７）（４．８）４．２．１无源滤波部分设计由于开关电源的电路结构、元件的高频阻抗、布线技巧、采用的半导体器件和工作频率的不同，导致源阻抗Ｚｇ在～个很宽的范围内变化。而负载阻抗ＺＬ更加不确定，这是因为它和该电源在电网中的连接点位置有关，并且随时都在变化。所以Ｚｇ和ＺＬ是任意的，不可能满足阻抗匹配条件Ｚ产ＺＬ，即我们不能保证ＥＭＩ２４第四章有源和无源结合的混合ＥＭＩ滤波器滤波器的最佳工作状态，这就给ＥＭＩ滤波器的设计带来很大的困难。因此，在设计无源滤波器时，采用了对ＬＣ滤波器加入适当的匹配网络进行设计。所谓匹配网络，是指在ＥＭＩ滤波器的输入和输出部分加入适当的匹配元件，可以将由于源阻抗和负载阻抗不匹配引起的不良影响削弱到可接受的程度。为了不使有用信号衰减过大，实际应用的匹配网络如图４．６所示‘３２１。Ｒｓ萍幸的影响。ＬＣＩ滤波器ｕ：ｌＬ厂Ｙ＾ｍＪＩｌ”’ＬｓｚｍＪＩ◆ｌＬ１Ｉ图４—６带匹配网络的ＥＭＩ滤波器在图４．６中，电容器Ｇ在工作频率下的容抗要比Ｒｐ高得多，而在高于截止频率．，７下的容抗则应远低于％的数值。在工作频率下。风造成的损耗因低阻抗扼流圈Ｌ；并联而大大降低，因为在低频下，厶的阻抗很低，将Ｂ旁路；而在截止频率，：以上，厶的阻抗则远高于尼，使足能有效地扼制谐振和减少阻抗失配为了简化计算，常用计算电压衰减因子Ｋ来近似计算插入损耗儿。因为电压衰减因子Ｋ不仅与插入损耗紧密相关，而且也能恰当地描述滤波器噪声抑制的真实情况。另一方面，从工程观点来说，我们把噪声电压削弱到可接受的电平，最终也会把电流削弱到可接受的值。若用‰表示无匹配网络下的衰减因子（即源阻抗为零，高负载阻抗下的插入损耗），则图４－４的衰减因子可按下式汁算：胙降ｌ＝ｌ瓷Ｉ×Ｋｘ院ｌ最坏情况下的衰减因子，可由计算式（４．９）中矧及吲的最小值得到。将酬对“ｐ，，（并联）匹配网络的阻郴口对Ｚｇ求导’将吲对‘∥（串联）匹配网“矽，络的阻抗即对乙求导，可得最小值。“ｐ’’和“ｓ”网络的匹配效果可以这样来表征：匹配效果∥＝茗登要鬈雾羊雾南翥薹蔫凄矗器ｃ４－·。，式（４．１０）的值通常大于ｌ。这是因为在阻抗失配条件下，电压衰减因子通常总是小于加了匹配网络以后的电压衰减因子的。“ｐ＂网络的匹配效果用∥。来表示，２５第四章有源和无源结合的混合ＥＭＩ滤波器“ｓ”网络的匹配效果用从来表示，则可以求得对并联电阻Ｂ及串联电阻及尼的限制，并可表示成输入阻抗的形式：吩＜五。（回Ｌ）×√∥；一１船＞矬√∥～１‘４·１１’式中，五。（∞三）表示由输入端看入，在例处的开路阻抗；置，（础）表示由输出端看入，在惭处的短路阻抗。由图４．６可见，“ｐ”匹配网络接在ＬＣ型ＥＭｌ滤波器的输入端，因此，这时滤波器的等效源阻抗‰变成为“ｐ’’匹配网络的阻抗与ｚｇ并联。同样道理，滤波器的等效负载阻抗Ｚ咖等于“ｓ”匹配网络的阻抗与乙串联。而‰和五。的大小和性质则随频率和磊、乙而变。此外，我们也可从另一角度来理解对匹配网络中所接电阻尺。、Ｒ的限制。在滤波器原边输入阻抗历ｆ低于其最小值时，“ｐ”匹配网络的接入必然减小了从滤波器噪声源看的总输入阻抗，从而消除了因乙阻抗失配造成的不良影响；当滤波器副边输入阻抗ｚ２。高于其最小值时，“ｓ”匹配网络的接入必须要能增加向负载侧的输入阻抗，从而消除了因乙阻抗失配造成的不良影响。在这种情况下，阻抗匹配情况对输入阻抗的影响可以用￡来表征，它等于带匹配网络时，从滤波器向源和负载侧看入的输入阻抗与不带匹配网络时的相应输入阻抗的比值。根据上述分析，可以将对匹配网络参数选择的限制写成下列形式：１％Ｉ＝ｌＺｇ／／ｚＪ口ｌ＜２ｓｐｚ。岫（４－１２）（４－１３）Ｉ互。ｌ＝Ｉｚ。＋乙Ｉ＞警７厶‘５借助于选取低的砖和岛，ＬＣ滤波器电路将工作在接近于阻抗匹配状态，由于这时Ｚ２和乙的变化对带匹配网络的ＥＭＩ滤波器的输入阻抗不会造成明显的影响。应当指出，即使￡＜０．１，最差情况下ＥＭＩ滤波器的设计也不会十分困难，这是由于滤波电路和匹配网络的电压衰减因数通常大于插入损耗。ＬＣ滤波器希望得到的理想衰减因子岛，可以依据最坏情况下ＥＭＩ滤波器的衰减因子的计算公式进行计算：尼。≥Ｋ：缸×！！二型堕尼。≥Ｋ＝缸×二—ｚ２＿（４．１４）（４－１４）Ｈｐｐｓ为了简化计算方法，我们假设￡。较小，并且与ｚ。值无关时，原边输入阻抗的最小值与副边开路时截止频率．疋，处的输入阻抗相等：Ｚｌ曲；Ｚｌ。（缈￡）＝墨ｍ（４－１５）在ｇ，较小并且与Ｚ。无关，副边输入阻抗的最小值与原边短路时在截止频率２６第四章有源和无源结合的混合ＥＭｌ滤波器ｆ处的原边输入阻抗相等：ｚ２曲＝ｚｌ，（国￡）＝．砭。（４－１６）自行设定心，几，占，，Ｂ的值，根据式（４一１２）～（４—１６）匹配网络元件值，可按下列不等式进行计算：‘ｓＰ墨。一√：：丽≤＆≤％五。＋√：乏焉∞‘ｐ币￡ｐＬＸｈｃ≥一Ｌ（４．１７）（０㈦嘭≥（舡１”上．≥益ｔ吨（舡２ｍ（舡２¨≤足≤足≤吼厶届ｊ用匹配网络得到的无源部分电路拓扑为：Ｌ（４．２２）图４．７无源滤波部分拓扑４．２．２有源滤波部分设计噪声信号在通过前面的无源滤波电路后，其幅值有了一定程度的减小，能够使用容量较小的有源滤波器来进行补偿了。本文设计的有源滤波器结构如图４—８所示。第四章有源和无源结合的混合ＥＭｌ滤波器图４－８有源滤波器系统结构图为了更好的描述系统的控制原理，图４．８所示的有源滤波器系统结构图可以等效为如图４．９所示的Ｔ型二端口网络【３３】－【３５１。从图中可以看到，它实际上是一个前馈型滤波器。图４．８前馈型有源滤波器二端口模型图中，ｉｇ为噪声端电流，ｉｑ为补偿后的电流，ｉｃ为补偿电流。在理想的滤波器中ｉ。＝Ｏ，所以ｉ。中的所有干扰电流都应当通过此Ｔ型网络的垂直端流回噪声源，从图４．８中可得（４－２３）‘＝一砟‘其中，ＢＦ为前馈网络的电流增益，Ｉ。、Ｉｇ分别为ｉ。（ｔ）、ｉｇ（ｔ）的拉普拉斯变换值。实际中，Ｉｃ并不能完全等于Ｉｇ，所以乞＝ｔ＋Ｉ并不等于零，闭环电流的传递函数Ｂ为Ｂ：拿：ｌ一屏Ｉ（４．２４）ｇ为了取得较好的滤波效果ＢＦ应尽量等于１。假设输出耦合电容Ｃ１在噪声频率下的容抗足够小。设电流互感器具有一阶高通传输特性，输入电流ｉ。经由电流互感器生成副边电流ｉ２后，通过比例环节Ｋｌ被转化为电压信号ｕ－，再通过运算放大器处理后，产生输出电压ｕｚ（设运算放大器具有一阶惯性传输特性），最后由比例环节Ｋ２将其转化为补偿电流信号ｉ。与原输入信号叠加。那么由图４．８的结构图可得到输出与输入的关系为：第四章有谭和无毒结合的混｝ＥⅦ蟮捩孽图４．９系统控制框图则蔓；１一坠墨墨‘Ｏ＋玛如＋ｑ）（牝５）图４－１０有源滤波嚣部分的频率响应从图中可以看出，有源部分等效为～个带通滤波器，对Ｏ．１５ｑｏⅦ｛ｚ的信号有较大衰减。图４－１１为最终设计的混合滤波器的电路结构圈，具体参教见下章。三国４一ｌｌ混合滤波器电路第四章有源和无源结合的混合ＥＭＩ滤波器４．３本章小结本章主要介绍了ＥＭＩ滤波器的一些基本概念，提出了将网络匹配法和前馈式有源滤波器相结合的混合滤波器设计。３０第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计第五章移相全桥ＺＶＳ和混合滤波器参数设计５．１移相全桥ＺＶＳ的实现为了对比软开关和硬开关条件下的共模干扰，首先就要实现移相全桥ＺＶＳ。５．１．１控制电路的设计本文采用的控制电路芯片为美国Ｕｎｉｔｒｏｄｅ公司生产的专用电源模块ＵＣ３８７５，其功能框图如图５．１所示【３２】。ＵＣ３８７５主要集成了以下几个方面的功能：工作电源、基准电源、振荡器、锯齿波、误差放大器和软启动、移相控制信号发生电路过流保护、死区时间设置、输出级。图５．１移相控制芯片ｕＣ３８７５功能框图·５．１．１．１工作电源ＵＣ３８７５的工作电源分为两个：ＶＩＮ（Ｐｉｎ１１）和Ｖ。（Ｐｉｎ１０）。其中ＶＩＮ是供给内部逻辑电路用，它对应于信号地ＧＮＤ０ｉｎ２０）：Ｖｃ供给输出级用，它对应于第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计电源地ＰＷＲＧＮＤ（Ｐｉｎ１２）。这两个工作电源应分别外接有相应的高频滤波电容，而且ＧＮＤ和ＰｗＲＧＮＤ应该相联于一点以减小噪声干扰和减小直流压降。一般把Ｖ州和Ｖ。接到同一个１５Ｖ的电压源上。５．１．１．２基准电源ＶＲＥＦ（ｐｉｎ１）与内部的５Ｖ精密基准电压源相连，它可为外部电路提供大约６０ｍＡ的电流。内部设有短路限流保护电路，同时ＶＲＥＦ也有欠压锁定功能。只有当ＶＲＥＦ达到４．７５Ｖ时，芯片才正常工作。Ｖｌ迮Ｆ最好外接一个ｌ和等效电感都很小的滤波电容。５．１．１．３振荡器芯片内有一个高速振荡器，在频率设置脚ＦＲＥＱＳＥＴ（ｐｉｎ１６）与信号地ＧＮＤ之间接一个电容和一个电阻可以设置振荡频率，从而设置输出级的开关频率。即：ｕＦ的等效电阻厂２瓦毛霉：一上一一＝———————＿＝：＿————一ａｔＲｓ协Ｐ￡ｘＣ气Ａ畦Ｐ限。５．１．１．４锯齿波斜率设置脚ＳＬＯＰＥ（ｐｉｎ１８）与某一电源Ｖｘ（５Ｖ基准电压或ＶⅢ工作电压）之间接一个电阻ＲｓＬｏＰＥ为锯齿波脚ＲＡＭＰ（ｐｉｎｌ９）提供一个电流Ｖｘ瓜ｓＬｏＰＥ的恒流源，在ＲＡＭＰ与信号地ＧＮＤ之间接一个电容Ｃｌ洲Ｐ就决定了锯齿波的斜率：（５．２）５．１。１．５误差放大器和软启动误差放大器实际上是一个运算放大器，在电压型调节方式中，其同相端Ｅ／Ａ＋（ｐｉｎ４）一般按基准电压，以便与Ｅ／Ａ．脚的取样电压进行比较。反相端Ｅ／Ａ．（ｐｉｎ３）一般接输出反馈电压，反相端Ｅ／Ａ．与输出端Ｅ／ＡＯＵＴ（ＣＯＭＰ）（ｐｉｎ２）之间接一个补偿网络，Ｅ／ＡＯＵＴ接到ＰＷＭ比较器的一端。５．１．１．６移相控制信号发生电路移相控制信号发生电路是ＵＣ３８７５的核心部分，振荡器产生的时钟信号经过Ｄ触发器２分频后，得到两个１８００互补的方波信号。这两个方波信号分别从ＯＵＴＡ（ｐｉｎｌ４）和ＯｕＴＢ（ｐｉｎｌ３）输出，延时电路为这两个方波信号设置死区。ＰＷＭ比较器将锯齿波和误差放大器的信号比较后，输出一个方波信号。这个信号经过运算后，得到两个１８００互补的方波信号。这两个方波信号从ＯＵＴＣ（ｐｉｎ９）和第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计ＯｕＴＤ（ｐｉｎ８）输出，延时电路为这两个方波信号设置死区。ＯＵＴＣ和ＯｕＴＤ分别领先于ＯＵＴＢ和ＯＵＴＡ之间相差一个移相角，移相角的大小决定于误差放大器的输出与锯齿波的交点。５．１．１．７过流保护芯片内有一个电流比较器，其同相端接电流检测ＣＳ＋（ｐｉｎ５），反相端接了一个２．５Ｖ电压。当Ｃｓ＋电压超过５Ｖ时，电流比较器输出高电平，使输出级全部为低电平，封锁输出，同时，将软启动脚的电压拉到０Ｖ，使输出级移相角为０度。当ＣＳ＋电压低于２．５Ｖ后，电流比较器输出低电平，开启输出，软启动电路开始工作。５．１．１．８死区时间为了防止同一桥臂的两个开关管同时导通，同时给开关管提供软开关的时间两个开关管的驱动信号之间应该设置一个死区时间。芯片为用户提供了两个脚：Ａ．Ｂ死区设置脚ＤＥＬＡＹＳＥＴＡ—Ｂ（ｐｉｎ１５）和Ｃ－Ｄ死区设置脚ＤＥＬＡＹＳＥＴＣ—Ｄ（ｐｉｎ７）。在死区设置脚与信号地Ｑ岫之间并接一个电阻和一个电容，就可以分别为两对互补的输出信号Ａ．Ｂ，Ｃ．Ｄ设置死区时间。选择不同的电阻和电容，就可以设置不同的死区时间。死区时间的设置为：６．２５×１０一１２６．２５×１０—１２×尺Ｄｄ。ＴＤｅ衄５（５．３）ＩＤＢ岫ｙＤ咖其中，ｋ蜘为延迟电流，推荐２５∥彳≤厶却≤ｌ，刎；％却为延迟电压，通常取２．４Ｖ。死区时间Ｔ取０．５ｕｓ时电阻尺晰为１９．２ｌ①。一＝＝：一５．１．１．９输出级ＵＣ３８７５最终的输出就是四个驱动信号ＯＵＴＡ、ＯＵＴＢ、ＯＵＴＣ和ＯＵＴＤ。ＯＵＴＡ、ＯＵＴＢ控制超前桥臂，ＯＵＴＣ、ＯＵＴＤ控制滞后桥臂。每个端口的输出波形的占空比为５０％，输出电流峰值为２Ａ。５．１．１．１０电压反馈调节设计电压调节器利用Ｕｅ３８７５内的误差放大器。该误差放大器的同相输入端在芯片内固定为２．３Ｖ，作为电压给定信号。输出电压Ｖ０经电位器Ｒ１送到该误差放第五章移相全桥ｚＶｓ和混合滤波器参数设计ｐｉｎ２ｐｉｆｌ３图５．２ＵＣ３８７５的电压调节器大器的反相输入端。电阻＆和电容Ｃ２跨接在反相端和误差放大器的输出端ＣＯＭＰ作为补偿网络，它实际上是一个比例积分（ＰＩ）调节器。图５－３给出了ＵＣ３８７５的控制电路。＋１５Ｖ图５．３ＵＣ３８７５控制电路５．１．２驱动电路设计７对于ＵＣ３８７５来说，它的四个输出均为图腾柱（ｔｏｔｅｍ－ｐｏｌｅ）驱动方式，都可以提供２Ａ的驱动峰值电流，因此它们可以直接用来驱动ＩＧＢＴ或经过隔离变压器来驱动ＩＧＢＴ。要求为了既增加其驱动能力又使每个桥臂的两个开关管的驱动电路相互隔离，采用图５－４所示的变压器耦合驱动电路。驱动变压器的原边两端接到两对三极管的中心，两个副边分别驱动同一桥臂的两个功率管。在驱动变压器３４第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计的原边串接了一个２Ｗ的电阻，用以限制原边最大电流，ｌｕＦ的电容起隔离直Ｃ．ＯＵＴ流的作用。在图５．４中，只画出ＯＵＴＡ．ＯＵＴＢ为例进行说明ＯＵＴ此相类似。＋１５ＶＤ与图５－４移相全桥ＺＶＳ驱动电路５．１．３主电路参数设计在本设计中，输入电压为３００Ｖ，输出电压为１２Ｖ，输出功率为２００Ｗ，开关频率为５０Ⅲｚ。在设计主电路参数时，首先应当根据容量来考虑高频变压器参数。（１）高频变压器的磁芯材料的选用应根据铁芯的工作状态、功率大小、工作频率、铁损、体积、重量、价格等方面来综合考虑。一般原则是尽量采用高饱和磁感应强度、高磁导率、低损耗的材料。这里选用Ｒ２ＫＢ铁氧体。根据推导，铁芯几何面积Ｓ和铁芯窗口面积Ｑ与输出功率只Ⅲ之间的关系为：∞：堡：墨丝‘ｑ·曲·ＫＣ·Ｋｕ·ｊ×１０ｓ（铡。）（５４）对于工作于第一类工作状态的铁芯，传递交变方波。乙。＝叫２＝１／２厂，曲＝２吃，则阳＝————二坠——一×１０８（ｃ聊４）‘功·ｆ·Ｂｍ·Ｋｃ·Ｋ。·ｊ（５．５）其中，吃＝岛／３＝１．７Ｋ白，ｊ（Ａ／ｃｍ２）为导线允许电流密度，此处取ｊ＝４００从ｍ２，＆为铁芯填充系数，此处取砭＝１。也为导线填充系数，此处取Ｋ。＝０．３。则ＳＱ＝１．２３ｃｍ４。选用铁芯型号：ＥＥ４２Ｂ（Ａ＝４２，Ｂ＝２９．５ｍｍ，Ｃ＝１２ｍｍ，Ｄ＝１５，Ｅ＝１４．８ｍｍｌ。第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计Ｓ＝Ｄ·Ｃ＝１５×１２＝１８０ｍ聊２Ｑ＝Ｅ（召一Ｃ）＝１４．８ｘ（２９．５—１２）＝２５９聊聊２（５．６）阳＝１．８０ｘ２．５９＝４．６６脚７，２２（２）铁芯型号选定后，根据变压器的容量来选用原副边的匝数值，副边电压最低值为：ｕ。＝三警＝三警＝·７．４矿Ｋ：箬：祟：１７．２‰１７．４ｃ５—７，则变比（５－８）一～其中，％为变换器输出电压，‰为整流管导通压降，圪为输出滤波电感的等效压降，Ｄ册为最大有效占空比。根据铁芯工作在第一类工作状态的特性，ｕ＝４厂·Ⅳ·＆吃得４／·｜Ｓ０丑二４×５０×１０３×１．８×１０＿４×０．１７Ⅳ１：粤：＿—了竺）－—－～：４９．ｏ（５－９）其中，砖＝砗．Ｓ＝Ｓ。取原边匝数为４９，副边匝数为３。（３）谐振电感￡，，隔直电容Ｇ的选取依据是必须能满足滞后桥臂ｚＶＳ条件，满载时，负载电流为』，：生：型：１６．７彳（５．１０）Ｕ。１２电流变化为：△ｆ，＝２×１０％×１６．７＝３．３３彳。满载时，原边电流为：，。：！￡±竺２三：１．０７彳（５．１１）由丢ｔ露≥去ｃ，昕得，厶≥３６．９卢日。其中，ｅ。为ＩＧＢＴ漏源极电容。根据最大占空比丢失４一≤ｏ．２，即６ｌ。＝ＬｒＫ三ｕ，，＇得，‘≤３０８．９ｐ日。取‘＝４０∥Ｈ。由隔直电容两端电压“曲≈Ｏ．１Ｕ＝３０，Ｇ；掣：—盟生－０．１５胪４“，＾＝一＼Ｉ２×５０×ｌＯ’：——型丝Ｔ一＜０．２（５－１２）１７．２×３００×———Ｌ—。（５－１３）４×３０×５０×１０’（４）为保证１６．７×１０％＝１．６７Ａ时滤波电感电流临界连续３６第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计。ｑ去＋妙吾。＝南％（卜法）Ｊ㈣…如果计及整流管压降ＶＤ＝Ｏ．７Ｖ（全波整流）和滤波电感压降％＝０．５Ｖ则￡，：坠二丝二坠ｆ１一％二堕二坠．１：２２却日２ｆⅪ＼Ｕ澉｛Ｋ—Ｕ吁一ＵＤ１（５－１５）取０＝２５∥日。（５）输出滤波电容的选取满足ｃ：堡望！！二型ｔ＝——＝—————————一１－●ｎ（５．１６）毽Ｌｆ）。△乙ｃ其中，／＝２工＝１００Ｋ舷，△ｕｃ＝０．３矿，则Ｃ，＞Ｃ—ｌＤ＝ｏ，５＝１２５卢Ｆ（５－１７）考虑到铝电解电容的高频特性较差，这里选用三个１０００口，的电解电容并联。５．２混合滤波器的参数设计５．２．１无源滤波部分参数设计在本文中，采用的是混合滤波器，噪声电流通过无源滤波器产生较大的衰减，将其值降到有源滤波器容量允许的范围内，由有源滤波器对噪声电流进行补偿。在本文中，设计的是阻抗严重失配条件下，对共模电流衰减为２０ｄＢ的无源ＬＣ滤波器。由第四章介绍的网络匹配法进行无源滤波器的设计。本文取在１５０ｋ￣３０ＭＨｚ内插入损耗不低于２０ｄＢ，即在１５０ＫＨｚ时的插入损耗为２０ｄＢ。这里设置：铲乞’０‘∑ｐｐ＝ｐｓ＝ｑ２（５．１８）根据（４．１４），计算得到要求该滤波器具有最小的电压衰减因子‰＝２２．２，为了使滤波器电感Ｌ因流过额定电流而产生的低频压降不致过大，取电感Ｌ＝２００以对于一个Ｌｃ滤波器，ｃ＝丢毫＝ｉ孬五百委‰，取ｃ＝２５。ｎＦ；滤波器ｌｌＨ。此外，设计最差情况下的ＥＭＪ滤波器时，可用电压衰减代替插入损耗，所输出端开路时，输入阻抗和舭等（５．】９）第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计滤波器输出端短路时，从滤波器输出端看入的输入阻抗根据式（４．１５）（４．１６），在频率为／７时，上述两个输入阻抗的数值分别为：Ｚ２ｓ＝／砒赢墨。＝砒等－１８峨）置ｍ＝国三赢迟９（Ｑ）ｑ≥矗纛’５吼畎胪’１４．７Ｑ≤Ｂ≤２１．３ＱＢ≥１７．７Ｑ６乏∞根据式（４．１７），可得：取Ｃ．＝６０，∥。根据式（４．１８）（４．１９）可得如的限制范围为：因此，取Ｒ．＝２０Ｑ。根据式（４．２０），可得厶的数值：￡。≥兰卫＝９４．５Ⅳ日￡ｓ∞Ｌ为了减少电网能量损失，尽量取厶小些，故取ｔ＝１００∥日。根据式（４．２１）（４．２２），可得足的限制范围为：６７．ＯＱ≤Ｒ≤１３２．３Ｑ足≤９４．２Ｑ应取最高的Ｒｓ值，使电网频率能量损失最小，咫值应选得尽量接近上限，取Ｒ，＝９０Ｑ。最终由匹配网络法设计的最差情况下ＥＭｌ滤波器为：Ｌ＝２００ｕＨ＆＝９０Ｑ图５．５最差情况下ＥＭｌ滤波器，在１５０ＫＨｚ时保证２０ｄ色插入损耗第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计５．２．２有源滤波部分参数设计５．２．２．１电流检测和放大电路设计在本文中，采用了环形电流互感器来感应共模电流，原边为一匝进线，这样既便于滤波器和主电路隔离，又便于在原边绕组上设置屏蔽层，从而消除原副边绕组间寄生电容对电流互感器高频特性的影响，并且具有较大的测量带宽。●专图５．６电流互感器低频等效电路电流互感器的低频等效电路如图５．６所示。可知其下限截止频率为手五＝赤一Ｉ尺≤１限２。由此可知，改善下限截止频率，可通过增加副边绕组ｎ，增加磁芯的有效面积彳。，缩短有效此路长度，和选用高磁导率的磁芯来实现。由于被测信号的频谱上限为３０Ｍ｝ｉｚ，需要对电流互感器的高频特性做进一步分析。其高频等效电路如图５．７所示。ｃ呻１ｌｃｐ吐ｌＪ．，一、广、，＿Ｙ、·厂ｙ，、＾一ｉ２幻－一●一ｒ三飘享一’＿图５．７电流互感器高频等效电路Ｒ芝彳Ｔ图中，三小三髓分别为原副边的漏感，Ｃ１、Ｃ２分别为原副边寄生电容；Ｃｋ卜％２为原副边绕组间寄生电容；厶为电流互感器的励磁电感。尽管绕组间的寄生电容对电流互感器的高频特性存在影响，但原边绕组上屏蔽层的作用使该电容可等效为分别与Ｃ１、Ｃ２并联。另外，在高频情况下，激磁电感的等效阻抗较之漏感大的多，为了分析问题方便，将其视为开路。由此可得高频简化模型如图５．８所示。第五章移相全桥ｚＶｓ和混合滤波器参数设计图５．８电流互感器高频简化电路其原副边电流传递函数为二２－＝，——··——＿——＿—二．——．＿——·———．一（５．２２）‘ｓ３ｑ岛Ｒ。（厶＋ｔ）＋ｓ２Ｇ（厶＋ｔ）＋ｓ灭（ＣＩ＋Ｃ２）＋１上限截止频率为．磊：—１—；∑——彳（５．２３）２刀√Ｇｃ２Ｒ（厶＋厶）由此可知，上限截止频率与匝比ｎ无关。要改善电流互感器的高频特性，必须降低寄生参数Ｃ１岛（厶＋丘）的乘积。在本设计中，为了保证较小的相移，就有必要把励磁电感做得大些。同时由于通过直流母线中的电流大部分为直流，它虽然不会在副边感应电流，但却会起到一定的励磁作用。我们必须保证在给定的变比ｎ和电阻Ｒ的情况下，磁芯不会饱和，则磁芯的大小为矿：坐（５．２４）磁，其中，以为磁芯的磁导率，￡。时励磁电感，‘时感应电流峰值，瓦，是允许的最大磁通密度。基于这些要求，本文设计的电流互感器放大电路如图５．８所示。其中，采用的磁芯磁导率为２２００风，磁通密度为４５０ｍＴ。电流互感器的变比为ｌ：１００，互感器原边励磁电感为２ｐＨ，副边电感Ｒ１为１０Ｑ。放大器的电压的每级放大倍数为４．７，总的电压增约为１００。第二级和第三级放大电路由隔直电容Ｃｌ、Ｃ２隔离，保证只有高频干扰电流通过。本设计采用的集成ＬＴｌ２３０的三级放大电路，它的带宽为１００Ｍ№，输出电流为３０ｍＡ，移相角小于０．１。，且它的工作电压较宽，为±２～±１５Ｖ。高通，穹陲毋圭型１刑礴ｃ２图５．９电流互感器电压放大电路第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计５．２．２．２补偿电流输出设计电压放大后为补偿电流输出电路，将反相电流注入到母线电路中。本文采用的电路为如图５．１０所示的电压电流转换电路。图５．１０补偿电流输出电路示意图图５一１１偏置电压设置其中，Ｖｉｌｌｉ为经过电压放大电路后得到的干扰电压，Ｖｂ晒为偏置电压。Ｖｂｉ笛的大小应当使通过电阻后的电流应当大于干扰电流的幅值，但又不能太大，否则会增加滤波器的功耗。由“运放．三极管．电阻’’组成的组合电路，为电流串联负反馈电路，其闭环互导增益约为１／凡。偏置电压电路如图５一１１所示。最终设计的补偿电流输出电路为：＋１５Ｖ输出图５．１２补偿电流输出电路图５．１２中，采用的集成运放为ＬＭ６３６ｌ，高精度集成运放，输出带宽为５０ＭＨｚ，隔直电容ｃ３阻断了直流电流的通路，电阻Ｒ４取值较大，大小为１ｋ，用来减小ＢＪＴ的功耗。４１第五章移相全桥ｚｖｓ和混合滤波器参数设计５．３本章小结本章在前面分析的基础上，利用ＵＣ３８７５为移相控制芯片设计了软开关的控制电路、驱动电路和主电路的参数。结合匹配网络和前馈补偿设计了混合ＥＭｌ滤波器的实现电路。４２第六奄基于ｓａｂｅｒ的仿真分析验证第六章基于Ｓａｂｅｒ的仿真分析验证本章利用Ｓａｂｅｒ软件强大的仿真功能，实现了全桥软开关的仿真，在考虑寄生参数时，比较了软开关和硬开关的传导电流的大小，并且用设计的混合滤波器进行仿真，得到了良好的滤波效果。６．１Ｓａｂｅｒ软件的仿真特点Ｓａｂｅｒ软件主要用于外围电路的仿真模拟，包括ＳａｂｅｒＳｋｅｔｃｈ和ＳａｂｅｒＤｅｓｉｇｎｅｒ两部分。ＳａｂｅｒＳｋｅｔｃｈ用于绘制电路图，而ＳａｂｅｒＤｅｓｉ鲫ｅｒ用于对电路仿真模拟，模拟结果可在ＳａｂｅｒＳｃｏｐｅ和ＤｅｓｉｇｎＰｒｏｂｅ中查看。Ｓａｂｅｒ的特点归纳有以下几条：１．集成度高：从调用画图程序到仿真模拟，可以在一个环境中完成，不用四处切换工作环境。２．完整的图形查看功能：Ｓａｂｅｒ提供了ＳａｂｅｒＳｃｏｐｅ和ＤｅｓｉｇｎＰｒｏｂｅ来查看仿真结果，而ＳａｂｅｒＳｃｏｐｅ功能更加强大。３．各种完整的高级仿真：可进行偏置点分析、Ｄｃ分析、Ａｃ分析、瞬态分析、温度分析、参数分析、傅立叶分析、蒙特卡诺分析、噪声分析、应力分析、失真分析等。４．模块化和层次化：可将一部分电路模块创建成一个符号表示，用于层次设计，并可对子电路和整体电路仿真模拟。５．模拟行为模型：对电路在实际应用中的可能遇到的情况，如温度变化及各部件参数漂移等，进行仿真模拟。Ｓａｂｅｒ软件采取的是组合仿真方式，用户可以直接调用元件库中的已有元件，这些元件都是实际元件的模型，具有很高的精确性。该软件的突出特点是能够根据用户要求建立各种特殊的仿真模型，并能够进行系统级的混合信号仿真。Ｓａｂｅｒ软件的仿真算法是经过精心设计的，尽可能地减小遇到收敛性问题（仿真器无法得到数学答案）的可能性，而这一问题在其它仿真器中经常发生。Ｓａｂｅｒ软件采用五种解算方法连续使用的办法来解决收敛性问题，如果一种方法失败，ｓａｂｅｒ软件将自动使用下一种更为有力的运算方法。在系统评价阶段，Ｓａｂｅｒ软件对实际系统进行分段线性化，求得线性化后系统的精确解。这样，即使是类似暂态分析中的信号跳变等情况也能顺利处理。这～点，利用别的现有软件是无法实现的。且ｓａｂｅｒ仿真软件几乎具有所有通用电源器件的接近实际的模型库，利用ｓａｂｅｒ４３第六章基于ｓａｂｅｒ的仿真分析验证软件就可摒弃原来的连通用器件也编写程序的做法，势必节省大量的人力物力。Ｓａｂｅｒ仿真软件这些优点是目前现有的其它仿真软件所无法达到的。６．２全桥软开关实现６．２．１全桥软开关仿真电路对全桥软开关的控制较为复杂，本文采用的控制芯片为ＵＣ３８７５，开关频率为５０ｋＨｚ，控制和驱动电路如图６．１所示。≥－Ｉ１（忤絮ｉｊ丰≮俳々千｛，已Ｔ．骨…’一矧耄号工ｌ！．－一·叫１．。尊广、Ｔ一；｝基群。＝３·兰一图６．１ＵＣ３８７５控制电路６．２．２仿真结果分析ＵＣ３８７５输出的移项信号波形如图６．２所示，其中，ｏｕｔａ、ｏｕｔｂ为超前臂电压控制信号，ｏｕｔｃ、ｏｕｔｄ为滞后臂电压输出信号。由图可见，同臂电压信号大小相等，方向相反；移相控制。滞后臂ｏｕｔｃ、ｏｕｔｄ超前ｏｕｔａ、ｏｕｔｂ一定的相位，实现了第六章基于ｓａｂｅｒ的仿真分析验证图６．２ＵＣ３８７５芯片输出波形经过驱动电路后，得到ＩＧＢＴ门极控制电压信号如图６．３所示。其中，ｓｂ为图６．３ＩＧＢＴ门极控制电压波形图６．４为变压器初级电压电流仿真波形图，（Ｖａ－Ｖｂ）为高频变压器初级电压，ｉｐ为流图６．４变压器原边电压（Ｖａ—Ｖｂ），电流ｉｐ波形４５第六章基于ｓａｂｅｒ的仿真分析验证图６．５为超前臂下管ＶＴ３两端电压Ｕ—ＶＴ３和通过ＶＴ３的电流ｉ—ＶＴ３波形，其中从图中可以看出ＶＴ３在其开通后～段时间内才有电流通过，减少了开关损耗，和电压突变ｄｖ／ｄｔ。图６—５超前臂下管ＶＴ３电压（Ｕ．ＶＴ３）、电流（ｉ－ｖＴ３）波形图６．６所示为滞后桥臂下管ＶＴ４两端电压Ｕ．ＶＴ４及通过它的电流ｉ．ＶＴ４波形。图６．６滞后臂下管ＶＴ４电压（Ｕ．ＶＴ４）、电流（ｉ—ＶＴ４）波形图６．７为全桥软开关电压输出波形。图６．７输出电压波形第六章基于ｓａｂｅｒ的仿真分析验证６．３移相全桥ＺＶＳ与硬开关电磁干扰比较６．３．１软硬开关电路仿真电路以上的软开关实现时用的电感电容等器件都是理想器件，没有考虑到器件的杂散参数，下面我们利用第二章提到器件的高频模型对全桥软开关和硬开关进行分析，主电路的仿真电路如图６．８所示。图中，主要考虑了高频变压器的高频等效模型、电容的等效模型和ＩＧＢＴ模块中与地之间的结电容。图中在电源侧和负载侧分别添加了ＬＩＳＮ电路和噪声计算电路来测量电路中的共模和差模电压。（ａ）硬开关（ｂ）软开关图６．８考虑变压器和电容寄生参数的全桥仿真电路６．３。２仿真结果分析通过运行仿真程序，得到软硬开关工作条件下，通过ＬＩＳＮ的共模电压，如图６．９所示。其中ｄＢ（ｃｍ）．ＨＳ和ｄＢ（ｃｍ）．ＺＶＳ分别为硬开关和移相全桥ＺＶＳ条４７件下的共模干扰。忙隔■赫丽一｜Ｌ；：＋；—，——；———：—；，！；，——；—！，——。＝＝。兰｝ｉ…”７“一…”’鬻１………一…”图６－９移相全桥ｚＶｓ和硬开关共模电压频谱比较从图中可以看出，在移相全桥ｚｖｓ条件下，低频段的共模干扰和硬开关条件下的共模干扰相差无几，但在高频段的共模干扰要明显小于硬开关。图６－９低频段的放大图如图６＿１０所示。忙岬㈣㈣ｒ广ｉ二三＝二二二二二西圈６－１０移相全桥ｚＶｓ和硬开关共模电压较低频段频谱第六章基ｆ蜘盼府真分析鹭Ⅱ从图６－ｌｏ可咀看出，在较低频段（１５０ＫＨｚ～１Ｍ｝Ｉｚ），软开关条件下和硬开关条件下相比，共模干扰相差很少，甚至在有些频段更加严重。这是由于软开关能有效的减小ｌＧＢＴ开关时的ｄｕ，ｄｔ，减小了脉冲电压尖峰，因此其高频干扰要小，但是由于ＩＧＢＴ与地间的寄生电容的存在，导致了其共模干扰在低频段反而有所增加，抵消了由降低ｄｕ，ｄｔ带来共模电压的减小。第六章基于ｓａｂｅｒ的仿真分析验证图６＿１０为移相全桥ｚＶｓ和硬开关的差模电压频谱。仿真结果表明，软开关的差模噪声比硬开关的差模噪声要小很多。图６．１２为将图６．１ｌ放大后的较低频（２）较高频段图６－１２较低频段和较高频段的软硬开关差模电压频谱从图６—１２可以看出，不论是在较低频段还是在较高频段，软开关的差模电压尖峰都要明显小于硬开关，尤其是在高频段，衰减约为１７ｄＢ。这些电压尖峰的所在的频率为开关频率的整数倍，它表明软开关能明显减少ＩＧＢＴ开关时带来的电磁干扰。第六章基于ｓａｂｅｒ的仿真分析验证总体来说，移相全桥ＺＶＳ能减小ＩＧＢＴ开关过程中的ｄｖ／ｄｔ，有效减少开关过程中的差模干扰，但由于ＩＧＢＴ模块中寄生参数的影响，对低频段的共模干扰改善不大，但对高频段的共模干扰有一定程度的抑制。６．４混合滤波器仿真分析６．４．１混合滤波器仿真电路图６．１３混合滤波器仿真电路模型图６．１３为混合滤波器仿真电路图，上半部分为有源滤波器部分，下半部分为主电路和无源滤波器部分。由于硬开关电路控制容易实现，主电路工作在硬开关电路状态下进行验证。６．４．２仿真结果分析图６．１４为经过有源滤波器后噪声电流（ｉ．ｇ）、补偿电流（ｉ．ｃ）和经过有源滤波器补偿后的图６．１４加入有源滤波器后，噪声电流，补偿电流和补偿后电流对比从图中可以看出，电流ｉ—ｃ和ｉ－ｇ相位相反，大小相近。经过有源滤波器后，第六章基于ｓ日ｂｅｒ的仿真分析验证输出端的电流得到了较大程度的衰减。共模电压频谱囤如图６．１５所示。其中，ｄＢ如ｍ）＿Ｈｓ为硬开关时不加滤波罂时图“１５经混合滤波器后共模电压频谱结果表明，经过混合ＥⅦ滤波嚣后，共模电压得到了较大程度的衰减．达到了预期的效果。图６＿１６为在共模电压衰减最大处的放大频谱。图６－１６经混合滤波器后共模电压比较从图中可以看出，经过混合ＥＭＩ滤波器后，共模电压衰减了４０ｄＢ左右，并明显的削弱了共模电压尖峰，将共模干扰维持在一个较低的水平。本文按匹配网络法设计了具有和混合滤波器相同滤波效果的无源滤波器，将其和混合滤波器的滤踱效果对比，其部分频段如图６－１７所示。无源滤波器的参数为：ＲＤ－５０如ｃＤ－２５ｌｌＦ，卜ｌｒｎＨ，ｃ≈５０ｎＦ，Ｒ—Ｉｎ，Ｌ爿００ｕＨ。图中ｄＢ（ｃｍ）一｝ＩＥＦ为混合滤波器滤波后的共模电压，ｄＢ（ｃｍ）一ＰＥＦ为无源滤波器滤波后的共模电压卜删㈣㈣ｌ悸赫赫等，。。。Ｌ二第六章基ｆｓａｂ目∞仿真分析验证二：１：：：：笙：：：：：：：：：图６－１７混合滤波器和无源滤波器滤波效果比较从图中可以看出，混台ＥＭＩ滤波器的高频特性和单纯的无源滤波器相比，并没有较太差距，这说明在加入了无源滤波器件后，改善了有源滤波器固有的高频性能较差的缺点。但是无源滤波器为了得到较好的滤波效果，应用的滤波电感、电容体积庞大，导致滤波器的体积偏大。经过估算，混合滤波罂的体积约为无源滤波器的２０％左右。因此，在开关电源小型化的趋势下，混合滤波器具有更大的实用优势。６．５本章小结本章主要实现了ｕｃ３８７５控制的软开关电路．并比较了在软硬开关条件下其差模和共模电压，得出了软开关能有效减少差模干扰，共模干扰在低频段改善不大，在高频段有较大衰减的结论。最后对混合滤波器进行仿真，得到了良好的滤波效果。第六章基于ｓａｂｅｒ的仿真分析验证结束语在完成课题的过程中，本文作者主要完成了以下工作：（１）通过阅读大量的中文和外文相关文献，综述了电磁兼容的基础知识和开关电源电磁兼容的现状、特点，分析了开关电源的主要干扰源，为后面的进一步研究指明了方向。（２）介绍了共模和差模干扰的定义，分析了无源元件电感、电容、变压器和开关器件的高频特性，分析了ＩＧＢＴ的寄生参数，并指出了影响共模干扰的主要因素。分析了线性阻抗稳定网络（ＬＩｓＮ）在测量共模和差模电压时的作用，并给出了ＬＩＳＮ的仿真模型。（３）分析了全桥变换器中软开关和硬开关的定义、分类。分析了移相全桥软开关的工作原理，分析了全桥变换器中共模干扰通道，并说明了软开关技术对共模干扰的影响。给出了控制电路驱动电路的设计和主电路中参数的设计过程。（４）根据开关电源电磁干扰的特点，本文设计了一种有源和无源相结合的ＥＭＩ输出滤波器，无源部分引入了匹配网络法，将尽量减少阻抗失配带来的影响；有源部分为前馈滤波器，通过补偿电流来消除共模干扰。（５）使用Ｓａｂｅｒ软件对全桥电路中传导ＥＭＩ干扰进行仿真，比较了在引入辅助电路后软开关和硬开关的电磁干扰，得出了移相全桥ＺＶＳ的共模干扰在低频段较硬开关改善不大，在高频段有较大衰减，差模干扰小于硬开关，整体的ＥＭＣ性能好于硬开关的结论。通过仿真，对混合滤波器进行仿真验证，结果表明，混合滤波器能较大的削弱输出端的传导干扰，较之传统的无源滤波器，在体积和重量上都有较大优势。开关电源中的电磁干扰是一个很复杂的问题，本文只是定性的分析了其中的很小一部分。由于时间和实验条件的限制，还有很多问题亟待完善和解决。（１）在本课题中的无源和开关器件的高频模型是使用Ｓａｂｅｒ元件库中的模型或者其它文献中提供的模型来完成仿真。在客观条件受限的情况下，这样使用固然方便，但是在精度方面还是存在一定限制，因此需要进一步研究出比较准确的元件的传导ＥＭＩ模型。（２）本课题只是对电路结构中存在的干扰进行了仿真，在实际的应用中，不同的ＰＣＢ设计对电磁干扰的影响也是很大的，这就要求在实验中进一步的对ＰＣＢ寄生参数的影响进行研究。参考文献参考文献【１】钱照明，程肇基，电磁兼容设计基础及电磁干扰抑制技术，浙江：浙江大学出版社，２０００．３～４【２】王定华，赵家升，电磁兼容原理与设计，成都：电子科技大学出版社，１９９４．３～１０［３】高攸纲，电磁兼容总论，北京：北京邮电大学出版社，２００１．３～５【４】陈淑凤，马蔚宁，马晓庆，电磁兼容试验技术，北京：北京邮电大学出版社，２００１．２—６【５】李凯华，浅谈电磁干扰的危害，无线电，２００１，ｌ：４９￣５０【６］邹强，开关电源电磁干扰分析与研究：【硕士学位论文】，西安；西北工业大学，２００５【７】钱照明，陈恒林，电力电子装置电磁兼容最新进展，电工技术学报，２００７，２２（７）：ｌ￣２［８】刘佳，全桥开关型变换器电磁干扰模型分析与研究：［硕士学位论文】，南京；南京航空航天大学，２００３【９】ｗｕＸｉｎ，ＰｏｎｇＭＨ，Ｌｕｚｈｅｎｇｙｕ，ｅｔａｌ，ＮｏＶｅＩＢｏｏＳｔＰＦＣｗｉｔｈｌｏｗｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅＥＭＩ：ｍｏｄｅｌｉｎｇａｎｄｄｅｓｉｇｎ，Ｉｎ：Ｐｒｏｃ．ｏｆＩＥＥＥＡＰＥＣ’００，２０００：１７８～ｌ８１【１Ｏ】ＣｏｃｈｒａｎｅＤ，ＣｈｅｎＤＹ．ＰａｓｓｉｖｅｃａｎｃｅｌＩａｔｉｏｎｏｆｃｏｍｍｏｎ—ｍｏｄｅｎｏｉｓｅｉｎｐｏｗｅｒｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｃｉｒｃｕｉｔｓ，ＩＥＥＥＴｍｎｓ．ｏｎＰＥ，２００３，１８（３）：７５６～７６３【ｌｌ】袁义生，钱照明，功率变换器动态节点电位平衡共模ＥＭｌ抑制技术，浙江大学学报（工学版），２００３，３７（１）：１０８～１１ｌ【１２】ＣｈｕｎｇＨ，ＨｕｉＳＹＲ，Ｔ§ｅＫＫ．ＲｅｄｕｃｔｉｏｎｏｆｐｏｗｅｒｃｏｎＶｅｒｔｅｒＥＭＩｅｍｉｓｓｉｏｎｕｓｉｎｇｓｏＲ－ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｔｅｃｈｎｉｑｕｅ，ＩＥＥＥ１ｈｎｓ．ｏｎＥＭＣ，ｌ９９８，４０（３）：２８２～２８８【１３】ＳｈａｏＪ，ＬｉｎＲＬ，ＬｅｅＦＣ，ｅｔａｌ，ＣｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎｏｆＥＭＩｐｅｒｆｏ咖ａｎｃｅｆｏｒｈａｒｄａｎｄｓｏＲ·ｓｗｉｔｃｈｅｄｉｎｖｅｒｔｅｒ，ｌｎ：Ｐｒｏｃ．ｏｆｌＥＥＥＡＰＥＣ’００．２０００：１００９～１０１４【１４】１ｋｙｎａｄｌｏｗｓｋｉＡＭ，ＢｌａａｂｊｅｒｇｅＦ，ＲａｎｄｏｍｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈｍｏｄｕｌａｔｉｏｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒｃｏｎＶｅｒｔｅｒ．ｆｅｄｄｒｉＶｅｓｙｓｔｅｍ～ａｒｅＶｉｅｗ，ＩＥＥＥＴｈｎｓ．ｏｎＩｎｄｕｓｔ９Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ，ｌ９９４，３０（５）：１１１６６～１１７４【１５】梁凯，熊腊森，姚高尚等，开关电源的电磁兼容性设计，电源技术应用，２００７，１０（２）：１８～２２［１６】李书芳，高攸纲，现代通信电源中的电磁兼容问题研究，电子科技导报，１９９９，１０：１０～１３，２２参考文献【１７】裴雪军，ＰＷＭ逆变器传导电磁干扰的研究：［博士学位论文】，武汉；华中科技大学，２００４［１８】刘德红，电力电子装置电磁干扰传播特性的研究：【博士学位论文】，北京；清华大学，２００２【１９】袁义生，钱照明，功率变换器电磁干扰的建模：【博士学位论文】，杭州；浙江大学，２００２【２０】ＤａｉＮｉｎｇ，ＬｅｅＦＣ，ＣｈａｒａｃｔｅｒｉｚａｔｉｏｎａｎｄＡｎａｌｙｓｉｓｏｆＰａｒａｓｉｔｉｃＰａｒａｍｅｔｅｒｓａｎｄＴｈｅｉｒＥｆ艳ｃｔｓｉｎＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＣｉｒｃｕｉｔ．ＩＥＥＥＰＥＳＣ，ｌ９９６，ｌ３７０～ｌ３７５［２１】ＨｕｉｂｉｎＺｈｕ，Ｊｉｈ－ＳｈｅｎｇＬａｉ，ＡｌｌｅｎＲ．Ｈｅｆｎｅｒ，ｅｔａｌ，Ｍｏｄｅｌｉｎｇ—ＢａｓｅｄＥｘａｍｉｎａｔｉｏｎｏｆＣｏｎｄｕｃｔｅｄＥＭＩＥｍｉｓｓｉｏｎｓＦｒｏｍＨａｒｄａｎｄＳｏＲ－ＳｗｉｔｃｈｉｎｇＰＷＭＩｎｖｅｒｔｅｒｓ，Ｉｎ：ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴｌ０ＮＳＯＮＩＮＤＵＳＴＲＹＡＰＰＬＩＣＡＴｌＯＮＳ．２００１，３７（５）：１３８３～ｌ３９３［２２】ＺｈａｎｇＤＢ，ＣｈｅｎＤＹｊＬｅｅＦＣ，ＡｎｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｏｆｃｏｎｄｕｃｔｅｄＥＭＩａｅｍｉｓｓｉｏｎｓｂｅｔ、Ⅳｅｅｎｚｅｒｏ—ＶｏｌｔａｇｅｔｒａｎｓｉｔｉｏｎＧｉｒｃｕｉｔａｎｄａｈａｒｄｓｗｉｔｃｈｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔ，Ｉｎ：Ｐｒｏｃ．ｏｆＩＥＥＥＰＥＳＣ’９６．１９９６：ｌ９９２～１９９７［２３】韩颖晖，高频开关电源电磁干扰分析与抑制研究：【硕士学位论文】，兰州；兰州大学，２００６［２４】刘胜利，高频开关电源实用新技术，北京：机械工业出版社，２００７：３０４～３２３【２５】阮新波，严仰光，直流开关电源的软开关技术，北京：科学出版社，２０００：１９２～２０５［２６】陈文洁，杨旭，王兆安，集成模块用有源电磁干扰滤波器的设计，中国电机工程学报，２００５，２５（２４）：５１～５５［２７】ＷｅｎｊｉｅＣｈｅｎ，ＸｕＹ．ａｎｇ，Ｚｈａｏａｎｗａｎｇ，ＳｙｓｔｅｍａｔｉｃｅＶａｌｕａｔｉｏｎｏｆｈｙｂｒｉｄａｃｔｉｙｅＥＭＩｎｌｔｅｒｂａｓｅｄｏｎｅｑｕｉＶａｌｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔｍｏｄｅｌ，Ｉｎ：ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＳｐｅｃｉａｌｉｓｔｓＣｏｎｆ．ｅｒｅｎｃｅ．２００６：ｌ～７【２８］杨志辉，韩泽耀，应用于开关电源的有源共模滤波器，安全与电磁兼容，２００６，０４：１５～１８［２９】舒艳萍，陈为，毛行奎，开关电源有源共模ＥＭｌ滤波器研究及其应用，电力电子技术，２００７，４１（６）：１０～１２［３０】ＴａｋａｈａｓｈｉＩ．，ＯｇａｔａＡ．，Ｋａｎａｚａｗａ，Ｈ．，ＡｃｔｉｖｅＥＭｌｆｉｌｔｅｒｆｏｒｓｗｉｔｃｈｉｎｇｎｏｉｓｅｏｆＩｎ：ＰｏｗｅｒＣｏｎＶｅｒｓｉｏｎＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅ—Ｎａｇａｏｋａ１９９７．，ｈｉｇｈｆｒｅｑｕｅｎｃｙｉｎＶｅｒｔｅｒｓ，Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅ，１９９７，１（３—６）：３３１—３３４【３ｌ】ＷｅｎｊｉｅＣｈｅｎ，ＸｕＹａｎｇ，ＺｈａｏａｎＷａｎｇ，ＡｎＡｃｔｉＶｅＥＭｌＦｉｌｔｅｒｉｎｇＴｅｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒＩｍｐｒｏＶｉｎｇＰａｓｓｉＶｅＦｉｌｔｅｒＬｏｗ－ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＰｅ哟咖ａｎｃｅ，Ｉｎ：ＩＥＥＥ５５参考文献ＴＲＡＮＳＡＣＴｌＯＮＳＯＮＥＬＥＣＴＲＯＭＡＧＮＥＴＩＣＣＯＭＰＡＴＩＢＩＬＩＴＹ２００６，４８（１）：１７２～１７７［３２】ＴｈｏｍａｓＦａｒｋａｓ，ＭａｒｔｉｎＦ．Ｓｃｈｌｅｃｈｔ，Ｖｉａｂｉｌｉ妙ｏｆＡｃｔｉＶｅＥＭ１ＦｉｌｔｅｒｓｆｏｒＵｔｉｌｉｔｙＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，ｈ：ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＰＯＷＥＲＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ，ｌ９９４，９（３）：３２８～３３７［３３】ＭａｒｃＴ．Ｔｈｏｍｐｓｏｎ，ＭａｒｔｉｎＦ．Ｓｃｈｌｅｃｈｔ，ＨｉｇｈＰｏｗｅｒＬａｓｅｒＤｉｏｄｅＤｒｉＶｅｒＢａｓｅｄｏｎＰｏｗｅｒＣｏｎＶｅｎｅｒ１陀ｃｈｎｏｌｏｇｙ，１ｎ：ｌＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴｌ０ＮＳＯＮＰＯＷＥＲＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ，１９９７，１２（１）：４６～５２［３４】马伟明，电力电子系统中的电磁兼容，武汉：武汉水利电力大学出版社，２０００，２４０—，２５１【３５】ＷｅｎｊｉｅＣｈｅｎ，ＸｕＹａｎｇ，ＺｈａｏａｎＷａｎｇ，ＡｎＡｃｔｉＶｅＥＭＩＦｉｌｔｅｒｉｎｇＴｅｃｈｎｉｑｕｅｆｏｒＩｍｐｒｏＶｉｎｇＰａｓｓｉＶｅＦｉｌｔｅｒＬｏｗ—ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＰｅ响咖ａｎｃｅ，Ｉｎ：ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＥＬＥＣＴＲＯＭＡＧＮＥＴＩＣＣＯＭＰＡＴＩＢＩＬＩＴＹ，２００６，４８（１），１７２～１７７【３６】ＤａＶｉｄＣ．Ｈａｍｉｌｌ，ＡｎＥｆｎｃｉｅｎｔＡｃｔｉＶｅＲｉｐｐｌｅＦｉｌｔｅｒｆｏｒＵｓｅｉｎＤＣ－ＤＣＣｏｎＶｅｒｓｉｏｎ，Ｉｎ：ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＡＥＲＯＳＰＡＣＥＡＮＤＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳＹＳＴＥＭＳ，ｌ９９６，３２（３）：１０７７～１０８４【３７】Ｍｉｎ西ｕａｎＺｈｕ，ＤａＶｉｄＪ．Ｐｅｒｒｅａｕｌｔ，ＶａｈｅＣａｌｉｓｋａｎ，ｅｔａｌ，ＤｅｓｉｇｎａｎｄＥＶａｌｕａｔｉｏｎｏｆＦｅｅｄｆｏｒｗａｒｄＡｃｔｉＶｅＲｉｐｐｌｅＦｉｌｔｅｒｓ，Ｉｎ：ＩＥＥＥＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮＰＯＷＥＲＥＬＥＣＴＲＯＮｌＣＳ，２００５，２０（２）：２７６—２８５５６发表论文和参加科研情况说明发表论文和参加科研情况说明发表的论文：【１】ＷａｎｇＰｉｎｇ，ＧｕｏＢａｓｅｄｏｎＣｕｉｓｈｕａｎｇ，ＴａｏＣｈｅｎｂｉｎ，“ＡＮｏＶｅｌＰｈａｓｅ·ＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐＨｏｐｆｉｅｌｄＮｅｕｒａｌＮｅｔｗｏｒｋＯｐｔｉｍｕｍＡｌｇｏｒｉｔｈｍ”，《２００７ＴｈｅＩＥＴＩｎｔｅｍａｔｉｏｎａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｌｉｏｎＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＯｎＷｉｒｅｌｅｓｓＭｏｂｉｌｅ＆ＳｅｎｓｏｒＮｅｔｗｏｒｋｓ》，ｐｐ．６６０一６６３【２】王萍，刘洪源，郭翠双，陶陈彬，“基于电压扰动的风力发电ＭＰＰＴ控制方法”，《Ｔｈｅ７ｔｈＷｏｒｌｄ己录用．ＣｏｎｇｒｅｓｓｏｎＩｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔＣｏｎｔｒｏｌａｎｄＡｕｔｏｍａｔｉｏｎ》，参与的科研项目：本人参与了天津大学博士点基金项目“ＰＷＭ变换电路电磁兼容预测研究”。５７致谢致谢本论文的工作是在我的导师王萍教授的悉心指导下完成的，王萍教授严谨的治学态度和科学的工作方法给了我极大的帮助和影响。在此衷心感谢两年来王老师对我的关心和指导。在实验室工作及撰写论文期间，郭翠双、邢文超等同学对我论文中的滤波器研究研究工作给予了热情帮助，在此向他们表达我的感激之情。同时，实验室的王振，张敬海，周彦容也在我实验室学习中给了我支持和鼓励，在此我对他们也表示衷心的谢意。另外也感谢我的父母，他们的理解和支持使我能够在学校专心完成我的学、Ｉ匕。开关电源共模EMI抑制技术研究

作者：

学位授予单位：

陶陈彬天津大学

1. 黄河清 电源EMI滤波器研究[学位论文]20092. 朱含笑 开关电源的EMI滤波器设计[学位论文]20093. 郭玲 开关电源共模传导EMI的抑制[学位论文]20094. 黄诗友 EMI滤波器寄生参数效应研究[学位论文]20095. 朱伟玲 开关电源PCB电路电磁辐射研究[学位论文]20086. 冯艳斌 开关电源EMI滤波器研究[学位论文]2010

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